专利名称：在is－95扩频通信系统中锁定到伪噪声码的装置和方法
背景技术：
1.发明领域本发明一般涉及使用扩频技术通信的装置和方法，更具体地涉及在IS-95扩频通信系统中锁定到伪噪声码的装置和方法。
2.背景技术讨论扩频通信系统目前在现代蜂窝通信设备中找到了更广泛的应用。扩频系统允许更多的用户在越来越紧张的带宽环境中发射和接收通信。
一种对基带信号扩频以便填满整个信道带宽的技术是，用Walsh码和复伪噪声(PN)扩频信号与基带信号混合。通过将基带信号内的每个数据符号调制(即，切割)成码片周期(即，码片间隔)为Tc的多个码片，Walsh码和PN扩频信号有效地对基带信号编码，正如下面文献进一步讨论的IEEE Communications Magazine，1983年3月，“An Introduction to Spread Spectrum(扩频介绍)”，作者Charles E.Cook和Howard S.Marsh，以及AppliedMicrowave&Wireless，1994年冬季，pp.24-39，“The CDMAStandard(CDMA标准)”，作者David P.Whippe(最初发表为“NorthAmerican Cellular CDMA(北美蜂窝CDMA)”，Hewlett-PackardJournal，1993年12月，pp.90-97)。复PN码由下式给出PN(t)＝PNI(t-δ)+jPNJ(t-δ)，这里δ是相位偏移。在相同频段上广播并在特定接收机距离之内的CDMA网络内的每个发射机由它的唯一相位偏移δ来区分。每个发射机包括多个信道，通过不同的Walsh码编码并区分。
当前的扩频接收机捕获很多不同的发射信号，这些信号表现为彼此叠加，由被调整为只接收对应于特定PN码相位偏移和特定Walsh码的发射信道的相关器来解调。接收机通过去除载波信号并用具有匹配PN码相位偏移和Walsh码的相关器对扩频信号解调来完成。
为了使解调成功进行，发射机和接收机的PN扩频相位偏移必须同步。包含相关器的延迟锁相环(DLL)通常用于将接收机的PN码相位偏移同步到发射机的PN码相位偏移。但是，DLL内部的滤波器降低了用于对基带数据信号编码的Walsh码的正交性。因此，基带数据信号就更容易被正交信道噪声(Orthogonal Channel Noise(OCN))和多址干扰(MAI)噪声破坏。高电平的MAI噪声也大大增加了DLL失锁的可能性，使通信中断。
所需的是遵循IS-95标准的扩频通信系统内降低噪声对延迟锁相环影响的装置和方法。
发明概述本发明是遵循IS-95标准并结合改进的延迟锁相环的扩频通信接收机，该锁相环比现有技术设备更抗噪声。根据误差信号，本发明电路内的伪噪声发生器产生准时/按时的伪噪声信号、延迟少于半个码片间隔的超前的伪噪声信号、以及提前少于半个码片间隔的滞后的伪噪声信号。相关器将接收信号与超前和滞后伪噪声信号混合并综合，产生误差信号。伪噪声发生器和相关器的合并产生一个环路，其中准时伪噪声信号更准确地跟踪接收的伪噪声码，并使接收机中的解交织和解码设备更有效地对接收信号解调。
本发明方法包括根据误差信号产生准时伪噪声信号、延迟少于半个码片间隔的超前的伪噪声信号、以及提前少于半个码片间隔的滞后的伪噪声信号，然后将接收信号与超前和滞后伪噪声信号相关产生误差信号的步骤，藉此完成跟踪接收伪噪声码的延迟锁相环电路。
发明的这些以及其它方面将由本领域技术人员在评阅如下详细描述、附图和权利要求时认识到。
附图的简要描述
图1是CDMA扩频发射机之一部分的框图；图2是CDMA扩频接收机之一部分的框图；图3是扩频接收机的延迟锁相环(DLL)的框图；图4是扩频接收机的另一种DLL框图；图5是DLL中伪噪声发生器所产生的准时伪噪声信号之一部分的图；图6是等于延迟了半个码片间隔的准时伪噪声信号的超前伪噪声信号之一部分的图7是等于提前了半个码片间隔的准时伪噪声信号的滞后伪噪声信号之一部分的图；图8是等于超前伪噪声信号减去滞后伪噪声信号的迟早PN信号之一部分的图；图9是当Δ＝Tc/2时，对应于控制信号S(ε)的S-曲线跟踪范围图。
图10是DLL中伪噪声发生器所产生的第二准时伪噪声信号之一部分的图；图11是等于延迟少于半个码片间隔的第二准时伪噪声信号的第二超前伪噪声信号之一部分的图；图12是等于提前少于半个码片间隔的第二准时伪噪声信号的第二滞后伪噪声信号之一部分的图；图13是等于第二超前伪噪声信号减去第二滞后伪噪声信号的第二迟早PN信号之一部分的图；图14是当Δ＝Tc/2时对应于控制信号S(ε)的S-曲线跟踪范围和当Δ＜Tc/2时对应于控制信号S(ε)的S-曲线图；图15是在IS-95扩频通信系统中锁定到伪噪声码方法的流程图；图16是在IS-95扩频通信系统中码跟踪的另一种方法的流程图。
优选实施例的详细描述图1是CDMA扩频发射机100的一部分的框图。发射机100包括线路102上的导频信号、线路104上的用户-1数据信号、线路106上的用户-L数据信号(这里“L”是个整数)、线路108上的Walsh码-O、混合器109、线路110上的Walsh码-1、线路112上的Walsh码-L、混合器113、编码&交织设备114、编码&交织设备116、放大器119、放大器120、放大器122、加法器124、I-路伪噪声(PN)源126、Q-路PN源128、混合器130、混合器132、基带滤波器134、基带滤波器136、线路138上的载波信号、相移器140、混合器142、混合器144、加法器146、模拟滤波器148、以及天线150。导频信号是未调制的而且只由正交PN码组成。线路102上的导频信号用做参考信号，供扩频接收机使用(见图2)。导频信号的功率设置得比其它所有信号高，以便有利于接收机同步和信号跟踪。
编码&交织设备114到116分别接收线路104到106上的数据信号。数据信号一般由根据IS-95标准的离散二进制数据比特构成。编码&交织设备114到116也接收并交织由发射机100内的其它电路(未表示)产生的各种其它信号，例如同步信号、寻呼信号、和业务信号。所有这些信号都是本领域技术人员已知的。编码&交织设备114到116指定要发射的数据信号是寻呼信号还是业务信号。
连接混合器109到113以便接收线路108到112上的Walsh码、分别来自编码&交织设备114到116以及线路102上的各种导频和数据信号。各种正交Walsh码(即，Walsh码-0、Walsh码-1、到Walsh码-L)，与这些信号中的每一个混合，唯一地扩展每个带宽并定义不同的信道。Walsh码优选地由线性移位寄存器产生，线性移位寄存器产生典型周期为64个码片间隔的Walsh码。正交码定义为具有零互相关和自相关为1的码。放大器118到120分别被连接到混合器109到113，调整每个Walsh编码信道的增益。加法器124被连接到放大器118到120，并合并每个Walsh编码信道。
PN源126产生复PN码的PNI(t-δ)成分，PN源128产生复PN码的PNJ(t-δ)成分。复PN码由表达式PN(t)＝PNI(t-δ)+jPNj(t-δ)表示，这里δ是相位偏移。相位偏移唯一地将发射机100从其它发射机(未表示)中区分出来。PN码由周期为215码片间隔的线性移位寄存器产生。所得到的PN源126和128产生的PN信号具有1.228Mbps的速率。
混合器130和132分别被连接以接收并混合来自PN源126和128的PN信号以及来自加法器124的合成信号，如图1所示。因此，混合器130和132还对数据符号编码。
基带滤波器134和136分别接收并成形来自混合器130和132的扩频信号。基带滤波器134和136一般具有1.25MHz的带宽。但是，使扩频信号通过滤波器134和136，就牺牲了扩频信号的一些正交性。
混合器142连接到基带滤波器134和线路138，将线路138上的载波信号与基带滤波器134的输出混合。混合器144连接到基带滤波器136并从相移器140接收90°相移的载波信号。加法器146将来自混合器142和144的输出信号相加，构成合成信号，模拟滤波器148对来自加法器146的合成信号滤波。天线112发射作为四相PN调制信号的滤波扩频信号。
图2是扩频接收机200一部分的框图。接收机200包括天线202、带通滤波器204、混频器206、延迟锁相环(DLL)208、以及解交织&解码设备210。接收机200还包括没有表示出来的其它常规电路。天线202接收发射机100发射的扩频信号。带通滤波器204对来自天线202的信号滤波。混频器206接收带通滤波器204输出的信号以及常规电路(未表示)产生的载波信号。接收机200的载波信号与发射机100所混合的线路138上的载波频率相同。混频器206将滤波的信号与载波混频，因此从扩频信号中去掉载波。DLL 208和解交织&解码设备210通过信号线路212连接到混频器206。
在称为“码跟踪”的过程中，DLL 208锁定到发射机100产生的PN码信号上。延迟锁相码跟踪环可以被归类为相干的或非相干的。本发明使用相干跟踪环，利用接收的载波频率和相位信息使DLL 208锁定到接收信号。接收信号与DLL 208内产生的PN码同步。优选地，接收信号同步到半个码片间隔之内。DLL通过将接收信号与本地产生的超前和滞后PN码相关、产生误差信号来自实现这种时间对准。然后，误差信号用在反馈环中调节接收机200内部产生的PN码。当接收机产生的PN码等于发射机100发射的PN码时，误差信号等于零，DLL就被称之为“锁定”到接收信号了。当绘图时，误差信号的完整跟踪范围通常被称为“S-曲线”。
解交织&解码设备210通过线路212接收扩频信号以及线路214上的PN码信号。使用发射机100发射的导频信号作为相干载波参考，解交织&解码设备210进一步将接收的数据信号解调为基带数据信号。这种解调过程包括从数据信号中去掉Walsh编码。因此，发射机100最初发射的导频信号、同步信号、寻呼信号、业务信号以及各种其它的用户数据信号被解码并分开。
本领域的技术人员将认识到在一般的扩频系统中，各种其它设备，例如输入键盘、处理单元、内部存储设备、以及输出显示也是包括在发射机100和接收机200之内的。内部存储设备一般存储计算机程序指令，控制处理单元如何访问、转换和输出控制发射机100和接收机200功能的信号。内部存储器可以辅之以其它计算机可用的存储介质，包括光盘、磁驱动器或动态随机访问存储器。
在实际实现中，离散近似，例如一阶微分，用于式(2)中的求导。更具体地，接收信号和本地产生的PN码之间时间差相关的估计是通过首先使用乘法器314将接收信号与延迟了一部分码片间隔的PN码
相乘、然后将结果在积分器316中积分以便产生第一中间结果而得到的。接收信号也使用乘法器318与来自PN发生器312的提前了一部分码片间隔的PN码
相乘、然后将结果在积分器320中积分以便产生第二中间结果。符号Δ指的是接收机200产生的PN码被延迟或提前的一部分码片间隔。一般Δ被设置为等于半个码片间隔(即，Tc/2)；但是，如下所述，本发明讲授将Δ设置为小于半个码片间隔。
然后使用加法器306将第二中间结果从第一中间结果中减去，以便产生误差信号(e)。这个过程称为迟早相关。误差信号通过拉普拉斯变换为F(s)的环路滤波器308，产生VCO 310的控制电压v(t)并精确调谐PN发生器。
对于输入信号r(t)，正如上面所定义的，误差信号(e)可以写为
这里RPN(.)表示PN序列的自相关，ne-1(.)是超前和滞后相关器302和304的噪声输出。式(3)方括号中的项称为控制信号(当绘图时，就是S-曲线)。控制信号写为S(ε)＝[RPN(ε-Δ)-RPN(ε+Δ)]式(4)这里
称为码跟踪误差。
式(3)也可以写为
通过检查上式，DLL 208在执行这些数学函数中的操作如下超前相关器302通过使用第一乘法器314将r(t)乘以
积分器316将乘法表达式在码片间隔上积分，实现式(5)第一部分。滞后相关器304通过使用乘法器318将r(t)乘以
、积分器320将乘法表达式在同一码片间隔上积分，实现式(5)第二部分。加法器306从超前相关器302结果中减去滞后相关器304结果，得到误差信号。这称为离散时间积分和清洗过程。
图4是扩频接收机200另一个DLL 402的框图。另一个DLL 402包括迟早相关器404、提取器406、环路滤波器408、插值器410、放大器412、数控振荡器(NCO)514、伪噪声(PN)发生器416、以及加法器418。迟早相关器404包括乘法器420和积分器422。
由于式(5)是线性等式，可以写为
图4表示基于式(6)的DLL 402设计只需要一个相关器。相反，图3表示基于式(5)的DLL 208设计需要两个相关器302和304。
PN发生器416产生延迟的PN码信号
和提前的PN码信号
加法器418接收这些PN码信号并从超前PN码信号中减去滞后PN码信号。乘法器420接收输入的扩频信号r(t)以及来自加法器418的求和结果，将它们乘在一起产生所得的结果。积分器422将所得乘积在一个码片间隔上积分。提取器406从迟早相关器404接收信号并将信号截成迟早相关器的累积长度。这个累积长度等于预定符号数。符号优选地等于64个码片，而且每个码片由预定抽样数定义。环路滤波器408连接到提取器406并具有定义为F(z)的Z变换函数。环路滤波器408能够以比没有提取器406更低的速率对提取器406的输出成形。插值器410接收环路滤波器408的输出，以累积长度抽样数插值。提取器和插值器一般是本领域已知的并且在John.G.Proakis的Digital Communication，2ndedition(数字通信，第二版，McGraw-Hill 1989)以及J.G.Proakis & D.G.Manolakis的Digital Signal Processing Principles，Algorithms andApplications，2ndedition(数字信号处理原理、算法和应用，Macmillan 1992)中有所讨论。NCO 414从插值器410接收信号并调整PN发生器416的定时。PN发生器416从NCO 414接收信号，在每个累积周期中更新PN发生器416的传输时延估计
PN发生器416也在线路214上输出准时的PN码信号。当累积长度为几个码片间隔的量级时，DLL 402经历了最少量的抖动(即，是最稳定的)。增加提取和插值速率是可能的，但是要以增加DLL 402的抖动为代价。
图5到8是当Δ设置为等于Tc/2时，发送到超前和滞后相关器302和304的信号图。图5是DLL 402中的伪噪声发生器416所产生的准时PN信号502的一部分图。横轴代表时间t，纵轴代表准时PN信号法器518的求和结果，然后乘法器520将它们乘在一起。积分器522连接到乘法器520并将所得乘积在一个码片间隔上积分。提取器506从迟早相关器504接收信号并将信号截成迟早相关器的累积长度。这个累积长度等于预定符号数。符号优选地等于64个码片，而且每个码片由预定抽样数定义。环路滤波器508连接到提取器506并具有定义为F(z)的Z变换函数。环路滤波器508能够以比没有提取器506更低的速率对提取器506的输出成形。插值器510接收环路滤波器508的输出，以累积长度抽样数插值。提取器和插值器一般是本领域已知的并且在John.G.Proakis的Digital Communication，2ndedition(数字通信，第二版，McGraw-Hill 1989)以及J.G.Proakis& D.G.Manolakis的Digital Signal Processing Principles，Algorithms and Applications，2ndedition(数字信号处理原理、算法和应用，Macmillan 1992)中有所讨论。NCO 514从插值器510接收信号并调整PN发生器516的定时。PN发生器516从NCO 514接收信号，在每个累积周期中更新PN发生器516的传输时延估计
PN发生器516也在线路214上输出准时的PN码信号。
图6是IS-95扩频通信系统中码跟踪方法的流程图。方法开始于步骤600，其中天线202接收到扩频信号。然后，在步骤602，带通滤波器204对扩频信号滤波。在步骤604，混频器206将信号与载波混频，将信号下变频到基带频率。在步骤606，伪噪声发生器516产生具有超前成分和滞后成分的伪噪声信号。然后，在步骤608，加法器518将超前成分从滞后成分中减去，构成求和信号。在步骤610，混合器520将求和信号与接收信号混合，构成中间信号。在步骤612，积分器522在预定数目的符号上对中间信号积分，构成误差信号。符号数根据各种因素而定，例如可容忍噪声电平、多普勒速率、以及其它本领域已知的性能准则。在步骤614，误差信号通过提取器506。在步骤616，误差信号通过环路滤波器508。在步骤618，误差信号通过插值器510。在步骤620，误差信号通过增益放大器512。在步骤622，误差信号通过NCO 514。然后在步骤624，PN发生器516从NCO 514接收误差信号，因此完成反馈环路/延迟锁相环路。在步骤626，PN发生器516使用误差信号，精确调谐PN码信号的超前和滞后成分。在步骤628，PN发生器516输出准时的PN码信号，用于解<p>同样还给出了用根据本发明的一个装置所得到的结果，相移滤波器具有六个系数，其中对系数计算所用的方法是和前面描述的对根据本发明的四系数滤波器的系数的计算所用的方法相同。
各理想滤波器的相位随频频f线性减少。函数
称为“相位延迟”，在理想情况下为一常数。
图7示出对于D＝20时，分数延迟的模量间的最大差值，即maxτ1，τ2(||Hτ1(f)|-|Hτ2(f)||)可以用这种方法校验用新方法所得的相移滤波器的质量。实际上，幅度反滤波器并不改变述及的模量的差，就是说对于Htotal(f)＝Hdτ(f)Hégal(f)及对于Hdτ(f)所得到的结果是相同的。于是，这个图可用于校验相移滤波器hdτ的质量。
选择其它滤波器的等级，使得最大的幅度误差大约1dB，这相应的因子为1.12。在最坏情况下产生一个由幅度误差0.12(-18dB)而引起的余数，而不是干涉相消而抵消。
可以看到，除用M1方法计算外，所有滤波器的性能对于低频直到6kHz都有非常好的性能。最大的误差总是在最大的频率7kHz处。用新方法得的两个例子的最大误差是最小的。四系数滤波器的性能就满足要求，而六系数的滤波器的性能非常好，所有这样的滤波器都表现出非常好的结果。
图8示出的是相位延达
，此处τ(f)是滤波器hdτ的相位，而fe是取样频率。用这个图很难校验相位的质量，图为低频中的误差由于分母而被加重，且难于对两种方法进行比较。这个图还说明偶数长度的滤波器可以实现严格的整数和半整数延迟(称线性相位滤波器)，而奇数长度的滤波器不能严格地实现整数和半整数相位延迟。这正是很少使用奇数长度的滤波器的主要原因。
图8还说明在最大频率处延迟趋于整数值，而不趋于半整数值。这种行为是因为实数列的严格的Fourier变换在最大频率处总是实数。由此得出相位要么是零，要么是π或者是不定，因为模量是零。这就说明为什么在最大频率处的滤波器的相位总是远离目标值。
图15是IS-95扩频通信系统中锁定到伪噪声码的方法流程图。该方法在步骤1500开始，其中天线202接收到扩频信号。然后在步骤1502，带通滤波器204对扩频信号滤波。在步骤1504，混频器206将信号与载波混频，将信号下变频到基带频率。在步骤1506，PN发生器312产生具有延迟不到半个码片间隔的超前成分的PN信号。然后，在步骤1508，PN发生器312产生具有提前不到半个码片间隔的滞后成分的PN信号。在步骤1510，混合器314将超前成分与接收信号混合，积分器316将结果在预定数目的符号上积分，构成第一信号。符号数取决于许多因素，例如可允许噪声电平、多普勒速率、以及其它本领域已知的性能准则。在步骤1512，混合器318将滞后成分与接收信号混合，积分器320将结果在预定数目的符号上积分，构成第二信号。然后，在步骤1514，加法器306将第二信号从第一信号中减去，构成误差信号。在步骤1516，环路滤波器308对误差信号滤波。在步骤1518，VCO 310的振荡器频率被误差信号调制。然后在步骤1520，根据调制的振荡器频率，PN发生器312反复精确调谐超前和滞后PN信号。在步骤1522，PN发生器312产生准时的PN信号，用于解交织和解码设备210。
图16是IS-95扩频通信系统中码跟踪的另一种方法的流程图。另一种方法开始于步骤1600，其中天线202接收到扩频信号。然后，在步骤1602，带通滤波器204对扩频信号滤波。在步骤1604，混频器206将信号与载波混频，将信号下变频到基带频率。在步骤1606，伪噪声发生器416产生具有超前成分和滞后成分的伪噪声信号。然后，在步骤1608，加法器418将超前成分从滞后成分中减去，构成求和信号。在步骤1610，混合器420将求和信号与接收信号混合，构成中间信号。在步骤1612，积分器422在预定数目的符号上对中间信号积分，构成误差信号。在步骤1614，误差信号通过提取器406。在步骤1616，误差信号通过环路滤波器408。在步骤1618，误差信号通过插值器410。在步骤1620，误差信号通过增益放大器412。在步骤1622，误差信号通过NCO 414。然后在步骤1624，PN发生器416从NCO 414接收误差信号，因此完成反馈环路/延迟锁相环路。在步骤1626，PN发生器416使用误差信号，精确调谐PN码信号的超前和滞后成分。在步骤1628，PN发生器416输出准时的PN码信号，用于解交织和解码设备210，从接收扩频信号中解调和解码出基带信号。
尽管本发明已经参考优选实施例进行了描述，但是本领域技术人员将会认识到可以进行各种修改。优选实施例的变化和修改是认为在本发明范围之内的，仅受如下权利要求的限制。
权利要求
1.一种用来锁定到接收伪噪声码的方法，包括如下步骤根据误差信号，产生准时的伪噪声信号、延迟不到半个码片间隔的超前伪噪声信号、提前不到半个码片间隔的滞后伪噪声信号；并且将接收信号与超前和滞后伪噪声信号相关，产生误差信号；藉此产生一个使准时伪噪声信号跟踪伪噪声码的环路。
2.权利要求1的方法，其特征在于，产生步骤还包括将超前伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的步骤。
3.权利要求1或2的方法，其特征在于，产生步骤还包括将滞后伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的步骤。
4.权利要求1、2或3的方法，其特征在于，相关步骤还包括如下步骤将接收信号与超前伪噪声信号相关，产生超前信号；将接收信号与滞后伪噪声信号相关，产生滞后信号；并且从超前信号中减去滞后信号，产生误差信号。
5.权利要求1、2或3的方法，其特征在于，相关步骤还包括如下步骤从超前伪噪声信号中减去滞后伪噪声信号，产生合并的伪噪声信号；并且将接收信号与合并的伪噪声信号混合，然后积分，产生误差信号。
6.锁定到接收伪噪声码的装置，包括根据误差信号，产生准时的伪噪声信号、延迟不到半个码片间隔的超前伪噪声信号、提前不到半个码片间隔的滞后伪噪声信号的装置；以及将接收信号与超前和滞后伪噪声信号相关，产生误差信号的装置；藉此产生一个使准时伪噪声信号跟踪伪噪声码的环路。
7.权利要求6的装置，其特征在于，产生装置还包括将超前伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的装置。
8.权利要求6或7的装置，其特征在于，产生装置还包括将滞后伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的装置。
9.权利要求6、7或8的装置，其特征在于，相关装置还包括将接收信号与超前伪噪声信号相关，产生超前信号的装置；将接收信号与滞后伪噪声信号相关，产生滞后信号的装置；以及从超前信号中减去滞后信号，产生误差信号的装置。
10.权利要求6、7、8或9的装置，其特征在于，相关装置还包括从超前伪噪声信号中减去滞后伪噪声信号，产生合并的伪噪声信号的装置；以及将接收信号与合并的伪噪声信号混合，然后积分产生误差信号的装置。
11.实施计算机程序代码、使计算机锁定到接收伪噪声码的计算机可用介质，通过执行如下步骤进行根据误差信号，产生准时的伪噪声信号、延迟不到半个码片间隔的超前伪噪声信号、提前不到半个码片间隔的滞后伪噪声信号；并且将接收信号与超前和滞后伪噪声信号相关，产生误差信号；藉此产生一个使准时伪噪声信号跟踪伪噪声码的环路。
12.权利要求11的计算机可用介质，其特征在于，产生步骤还包括将超前伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的步骤。
13.权利要求11或12的计算机可用介质，其特征在于，产生步骤还包括将滞后伪噪声信号延迟四分之一码片间隔的步骤。
14.权利要求11、12或13的计算机可用介质，其特征在于，相关步骤还包括如下步骤将接收信号与超前伪噪声信号相关，产生超前信号；将接收信号与滞后伪噪声信号相关，产生滞后信号；并且从超前信号中减去滞后信号，产生误差信号。
15.权利要求11、12、13或14的计算机可用介质，其特征在于，相关步骤还包括如下步骤从超前伪噪声信号中减去滞后伪噪声信号，产生合并的伪噪声信号；并且将接收信号与合并的伪噪声信号混合，然后积分，产生误差信号。
全文摘要
公开了在IS－95扩频通信系统中锁定到伪噪声码的装置和方法。根据误差信号,伪噪声发生器(312或416)产生准时的伪噪声信号,超前的伪噪声信号被延迟不到半个码片间隔,滞后的伪噪声信号被提前不到半个码片间隔。相关器(302和304或404)将接收信号与超前和滞后伪噪声信号相关,产生误差信号。伪噪声发生器(312或416)与相关器(302和304,或404)的合并产生一个环路,其中准时伪噪声信号比现有技术设备更准确地跟踪接收的伪噪声码,并使接收机中的解交织和解码设备(210)更有效地对接收信号解调。
文档编号H04B1/707GK1253676SQ98804528
公开日2000年5月17日 申请日期1998年12月7日 优先权日1997年12月23日
发明者F·坎加尔, M·穆塔梅德, A·J·鲁菲尔 申请人:皇家菲利浦电子有限公司