专利名称：使用周期性插入导频符号的多径传播延迟确定装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种多径传播延迟确定装置，它特别用于一个CDMA基站，其中在射频信号帧中周期性地包含的导频符号可用于有效的功率延迟谱(profi1e)计算和改进的路径选择、跟踪和扇区选择。
具体地说，发明涉及使用所谓的RAKE(瑞克)接收机实现上述功能。
如
图1所示，由一个(固定)基站BS为几个移动台MS1、MS2…MS服务的地区可以被看成是一个CDMA通信系统小区。已被证明的是DS-SS CDMA技术能够传输高速数据信号，例如在RACE CODIT项目中(参考文献[2]:A.Baier等人的“基于CDMA的第三代移动无线系统的设计研究”，IEEE通信专刊，第12卷，1994年5月，第733-743页)。DS-SS-CDMA已在商用系统，例如基于IS'95的系统中使用(D.P.Whipple:“CDMA标准”，微波和无线应用，1994年12月，第24-37页)。同样，日本对DS-SS-CDMA系统也投入极大。
尽管CDMA方式已隐含了CDMA接收机和CDMA通信系统的一些基本特性，但至今为止对于解扩器、搜索器和路径选择单元的具体实现还未作过详细研究，因为目前还没有确定W-CDMA的标准。因此，本发明涉及的是CDMA接收机必需的单个单元的具体实现。由于本发明的CDMA基站、CDMA接收方式和CDMA系统实际上是基于DS-SS CDMA技术，所以下文将讨论DS-SS CDMA传输的基本技术(也可参见基本参考文献[4]:A.J.Viterbi:“CDMA扩频通信理论，出版物，MA:Adison-Wesley,1995”)。
DE 19506117 C1描述了一种用于估计传输信道冲激响应的方法，该信道传输按CDMA方式编码的信息。信息在发射机一侧通过一个扩频码扩频，在接收机一侧通过一个对应的相关码解扩。传播路径的瞬时变化在接收端考虑。
DE 19615257 A1描述了一种具有子码片分辨率的CDMA-RAKE接收机。这种接收机适用于DS-CDMA通信系统。它包括一个信道估计装置，可以分解小于单个码片间隔的多径分量。CDMA技术基础基本上说，在CDMA技术中，带宽受限(传输速率)的输入信号I通过一个带宽大得多的预定扩频序列(PN序列)被扩频，因此如图2a所示，产生的输出信号0具有比输入信号I大得多的带宽。由于CDMA技术中讨论的所有信号都是数字信号，所以“带宽”的表示实际上代表着码片速率。
如图2b所示，在使用QPSK调制的CDMA方式中，两个数字信号比特构成一个符号。该符号中的每个比特都将受到PN序列的扩频，扩频信号(图2b中的下部曲线)由一组“码片”组成，一个码片定义为解扩信号中的一个0->1和1->0(或1->0和0->1)部分。
如图2a所示，定义了一个等于码片速率和符号速率之比的所谓扩频增益M。M实际上代表了扩频系数，即带宽由于PN序列的扩频而展宽了多少。当然，由于所有信号都是数字的，所以PN序列也是一个数字信号(由若干比特组成)。
如果要在CDMA接收机中恢复原始信号I，当然需要在如图2a所示的解扩器DSP中进行解扩处理，其中通过扩频信号(序列0)与扩频处理所用的原始PN序列相乘，获得原始信息。
不过，如图3所示，CDMA信道中的所有信息都是顺时钟方向发送的，即按照连续的射频帧RFn。这意味着扩频和解扩也必须按帧来进行。在发射机中，每一帧根据从帧起点开始的扩频序列(PN序列)扩频，当然这也意味着在接收机中必须进行与时间同步(即时间对齐)的解扩，即解扩序列必须与接收帧的起点对齐。PN序列当然是对发射机和接收机都已知的一个序列，但是在接收机中必须进行按组(M)合成(解扩)的时间对齐。
一个基站接收机的基本原理如图4所示。从图4中可以看出，解调器DEMOD接收来自PN发生器PN-GEN(产生PN解扩序列)和定时控制单元TCU的输入。理论上，来自不同扇区1…6的不同天线AntO、Ant1的信号是到自动增益控制电路AGC的输入，输出抽样是到计算(功率)延迟谱的所谓搜索器S(其功能将在下面描述)的输入。解调器DEMOD(包括一个下面将详细解释的所谓RAKE接收机)向解码器DEC输出解调和解扩后的比特序列。正如后面所示，搜索器S实际上包括一个为来自所有扇区的输入信号服务的搜索和跟踪单元(如图1、12所示的小区部分)。搜索器S的输出是延迟值和(扇区)选择信息。
搜索器S还包括一个跟踪单元的原因是由于多径传播问题，它是任何移动通信系统所固有的一种特性。因此，下面将解释与CDMA系统的跟踪特性相关联的多径传播。CDMA多径传播如图5所示，在移动台MS和基站BS之间，不仅有直接路径P1，还有间接路径P2、P3，例如由于建筑物H、汽车C或山脉M的反射所产生的。这种直接和间接路径的混合(即多径传播)意味着接收信号能量(即每个发射序列抽样的功率)不具有恒定的时延(与光速对应)。这意味着t0时刻发送的一个抽样(比特)在t1时刻到达基站BS，另一部分能量则由于能量沿间接路径P2或P3的进一步传播在时刻t2到达基站BS。这就产生了如图5所示的每个抽样的延迟谱。也就是说，每个抽样在延迟谱上被扩展，通常由(衰落)单条路径来表征。因此，图5中的时间差t1-t0、t2-t0等被定义为延迟d1、d2等。
在传统的DS-SS-CDMA技术中，多径传播问题通常由上述参考文献[2]和[3]中描述的所谓RAKE接收机来解决。RAKE接收机的基本原理是不但从直接路径P1中，还要从一组间接路径P2、P3中收集每个符号的能量。RAKE接收机一般要为对应信号延迟谱中最强的单条路径(即最大值)分配一个“标记”(在CDMA中，这种标记被称为“支路”)。然后，对每条路径收集的能量或信息单独按路径(即每个RAKE支路)进行解调/检测。对解调之后的信息再进行合并，例如根据最大比技术。
如果移动台MS相对于基站BS是静止的，那么相对于同样静止的反射物H、M的延迟谱显然是可以预先估计和计算的。不过，移动无线通信网的一个固有特性是延迟谱在移动台MS或一个非静止物体C移动时的“动态”变化。因此，延迟谱也呈现出动态特性。这样，RAKE接收机的资源分配和时间同步就必须通过连续不断地估计和计算延迟谱来实现。
在CDMA技术中，一种所谓的搜索和跟踪单元通常用于识别一个延迟谱中的路径。搜索和跟踪单元搜索和跟踪单元的主要任务是识别延迟谱中的路径，并跟踪随时变化的传播条件，例如由于移动台MS和基站BS之间距离改变导致的变化。由于基站接收机解扩序列必须与沿着多个路径到达基站BS的抽样(能量)在时间上完全对齐，因此搜索和跟踪单元起码必须知道延迟谱中路径的相对延迟d1、d2…dp。这样的话，就能保持每个RAKE支路需要的时间同步。因此，搜索和跟踪单元一方面必须估计延迟谱，另一方面必须相应地分配RAKE支路，以使PN解扩序列在时间上与沿每条路径到达的部分抽样能量的到达时间正好对齐。
我们常常使用信息信号(帧)和扩频序列具有固定位置对齐的某种帧结构，因此时间同步可以分为帧同步和码片同步。由于衰落和变化的传播条件，搜索单元必须根据移动无线信道的具体要求更新对延迟谱的估计。
因此，搜索器必须满足两个相互矛盾的要求，即一方面必须尽量减小更新或计算精确的延迟谱所需的时间，另一方面又必须为PN解扩序列与各个帧或符号起点的时间对齐提供足够精确的时间分辨率，即尽量减小PN序列的自噪声。传统的搜索和跟踪单元通信应用中现有技术的搜索器算法和实现主要涉及IS-95系统，或者用于上行链路(MS->BS)，如参考文献[4]和参考文献[5]所述K.Easton和J.Levin的“用于扩频多址通信系统的多径搜索处理器，WO 96/10873,1996年4月11日”，或者用于下行链路(BS->MS)，如参考文献[6]所述R.Blakeney等人的“在可以接收多个信号的系统中的解调单元分配，WO 95/12262,1996年5月4日”。
正如图3所示，每个超帧SRF包括若干射频帧RFn，每个射频帧由若干时隙TSm组成。每个时隙TSm中有若干个导频符号PS2，它们允许检测时隙TSm的起点。因此，可以使用导频符号实现PN解扩序列与各时隙起点的时间对齐。
为了实现较高的系统容量，IS-95系统采用的现有技术在上行链路信道中没有使用导频符号。如果没有导频符号，搜索器必须检查随机信号可能产生的所有信号变化，并根据这一估计计算延迟谱。例如在Ericsson WBTB系统的下行链路信道中，插入了一个连续的导频信号。上行链路延迟估计根据判决反馈进行。现有技术搜索和跟踪单元正如WO 96/10873所述，一种典型的接收机使用多个并行工作的搜索器单元提供快速的搜索处理。这种搜索和跟踪单元包括图6所示的一组搜索器S。如图6所示，由于要检查多个信号源(来自每个扇区1…6的天线)，多个搜索器S1…SL并行工作。另外，并行处理也是“实时”要求的结果。也就是说，如果采用实时串行搜索，对于每个新的时间偏移，(码相位增量，因为在CDMA方式中，是通过相对于同步脉冲的各个时间偏移来识别每条信道)都需要占用一段附加的相关(停留)时间。
为了避免这种“实时追随”，WO 96/10873为搜索器提出了一种新的硬件结构。新搜索器结构的实质是通过为输入信号抽样引入一个缓冲器和为解扩序列引入一个PN序列缓冲器，使相关器的操作(以快速Hadamard变换-FHT处理器为基础)与实时处理要求相脱离。这样，FHT处理器可以更高的速度工作，迅速估算大量相对于参考(同步)信号的时间偏移。WO 96/10873中包括一种向FHT处理器提供高速数据流的有效技术。其硬件结构类似于在CODIT和Ericsson的WBTB测试项目中实现的结构。WBTB方式还可以进一步描述为相干累加与非相干平均的组合，以降低估计的方差。路径选择单元图6所示典型系统(参见WO 96/10873)中，除了并行搜索器S1…SL之外，还有一个路径选择单元PSU，它从搜索器组所确定的已求功率延迟谱中选择独立路径。如图5所示，延迟谱具有若干峰值，路径选择一般通过扫描所求得的延迟谱、以找出一定数目的最强峰值来进行，然后比较这些峰值和延迟谱的“噪声底限”与一个常数相乘所得的门限。
这种路径选择的缺点是它不太精确，特别是当所用小区被划分为扇区以及每个扇区使用多个天线(天线分集)的时候。
对于具有周期性插入的导频符号的CDMA系统来说，上述估计绝对延迟的方法并不是最佳的。另一方面，在Ericssorn WBTB项目中建议的另一种方法提出使用一个较长的缓冲器，以便能反映出一个小区内的所有可能延迟值。当每个基站需要处理300个话音信道时，这种系统的硬件会极其复杂，因为实际上必须提供300个并行工作的搜索器。发明目的因此，发明的第一个目的是提供一种可特别用于DS-SS-CDMA基站接收机的多径传播延迟确定装置，其搜索器不需采用复杂的硬件，但仍能实现对大量话音信道的功率延迟谱的实时正确估计。
同样如上所述，最重要的基本问题之一是从延迟谱中选择独立路径，因为要解决多径传播问题，必须估计延迟值。传统的路径选择单元中设置了一个门限，用于鉴别信号和噪声。另外，参考文献[7]E.S.Sousa,V.M.Jovonvich和C.Daigneault,“用于多伦多数字蜂窝信道的延迟扩展测量”，IEEE车辆技术学报，第43卷，第4期，第837-847页，1994年11月”描述了一种改进的用于信道延迟谱估计的门限设置方法，它使用了一种所谓的恒定误报率技术(CFAR)。不过，这种方法非常复杂，较适合于脱机信号处理，不能满足商用CDMA通信系统中实时实现的要求。
因此，发明的另一个目的是提供一种特别用于DS-SS-CDMA基站接收机的多径传播延迟确定装置，可以在实时应用中进行正确的路径选择估计。
另外，如上所述，在CDMA系统中，小区可以被划分为扇区，每个扇区可以使用多个天线(天线分集)。因此，必须根据复杂度尽可能低的硬件具体要求，来定义和优化延迟谱估计的正确度和更软(即以扇区为单位)切换处理。
因此，发明还有一个目的是提供一种特别用于DS-SS-CDMA基站接收机的多径传播延迟确定装置，当小区被划分成使用天线分集的扇区时，可以进行正确的延迟谱估计和更软切换。
以上目的可以归纳为本发明的一个总目的，即提供一种特别用于DS-SS-CDMA基站接收机的多径传播延迟确定装置，它可以对大量具有周期性插入的导频符号的话音或分组数据信道实时地同时进行正确的解扩、正确的延迟谱估计以及正确的路径选择和定位。目的的实现途径根据权利要求1、24、26的一种特别用于DS-SS-CDMA基站接收机的多径传播延迟确定装置实现了以上目的。
具体地说，作为本发明的主要方面，本发明通过对在多个连续时隙和帧上估计的延迟谱进行平均来计算改进的功率延迟谱。本发明的其它方面在各从属权利要求中描述。
本发明的一个优选方面是如何搜索延迟谱，以找出与独立路径相对应的局部极大值。这时，延迟谱中的峰值被去除或置为等效的0，以得到一个噪声底限。对这个噪声底限进行平均，以产生一个单独的值。然后用一个门限系数与这个噪声底限电平相乘。再比较原始未调制的延迟谱和这个乘积，将其中处于该乘积门限之上的那些最大值选为有用路径。
本发明的另一个方面是天线分集的使用，即每个小区或扇区内的两个天线各自提供一个延迟谱。这时，来自每个天线的两个延迟谱相加，并且只选择这个延迟谱之和中高于相乘后的门限值的那些峰值。然后单独比较这两个延迟谱与为组合的延迟谱而检测的相乘的门限，对于单个天线信号，只选择各个延迟谱中也高于门限的那些路径。根据同时产生的两个延迟谱进行路径选择时采用的延迟谱相关估计，是完全不同于单独考虑每个天线的延迟谱的。
根据本发明的另一个方面，每个小区被分为几个扇区，每个扇区由使用天线分集的两个天线提供服务。尽管在现有技术中，必须向基站传送关于哪个扇区包含移动台的信息，但是本发明的一个方面使用了与独立路径选择及高准确度的更软切换相结合的一种“动态扇区搜索”。对移动台MS的“位置”确定可以根据它来进行。
本发明的其它优选实施例和改进可以从各从属权利要求中得到。下面，将结合附图和参考实施例描述发明。
附图中相同或类似的代号在本文内都表示相同或类似的部分。下面，将参考附图描述发明实施例。本发明的基本原理正如已经参考图4所作的说明，RAKE接收机RR在DS-CDMA系统中用于处理多径传播。一个RAKE接收机通过为天线接收的多径信号中被选的最强分量分配若干并行解调器(支路)，从而应能够捕获大部分接收信号能量。所有支路(解调器)的输出经过相应的延迟补偿之后被合并。
解调器(支路)的分配和时间同步根据估计的信道响应进行。多径延迟搜索处理器(下文称为搜索器)的功能是估计信道功率延迟谱，从而识别延迟谱内的路径和跟踪变化的传播条件。因此，多径延迟搜索处理器必须满足两个互相矛盾的要求在减少搜索时间的同时具有足够精确的时间分辩率，以便降低PN序列的自噪声。
在根据扩频码相位数目定义的某个搜索窗口内估计信道冲激响应，该窗口的搜索应该能覆盖预计的最大延迟扩展。在被称为更新时间的某个间隔内重复信道冲激响应估计。
更新时间必须足够小，以便跟踪无线信道的延迟变化。信道冲激响应在搜索窗口内的位置随移动台的运动以及发射机和接收机中PN序列发生器之间时钟频率的失配而变化。因此，为了保持信道冲激响应位于搜索窗口之间，必须调整整个搜索窗口的位置。当多径延迟搜索处理器(搜索器)具有足够精细的分辨率时，就不需要其它通常在每条RAKE独立路径解调器中实现的代码跟踪设备。
RAKE接收机(见图4)的搜索和跟踪单元STU(见所附图6)用于保持RAKE接收机的码片和帧同步。因此，必须估计因多径传播产生的接收信号延迟谱。由于衰落和传播距离变化，即移动台MS和基站BS之间距离变化的影响，需要根据移动无线信道的具体要求更新这种估计。
下文描述了本发明的一个实施例，可在与延迟扩展对应的某个搜索窗口中以很好的分辨率估计接收信号的延迟谱。延迟谱估计可以在某个间隔，例如更新时间内重复。更新时间必须选得足够小，以便能跟踪无线信道的延迟变化。因此，并不需要进行任何专门的跟踪。只是整个搜索窗口的位置必须适应(跟踪)移动台MS和基站BS之间的距离变化。所以，搜索和跟踪单元STU可用于协助进行扇区选择和更软切换，因为指定扇区的延迟谱可用于发现在哪些扇区内可捕获到最大的信号能量。
下面假定已经建立了任意的初始扇区选择、初始帧同步和初始码片同步(例如在随机接入信号接收期间)。不过，这些条件并不是对本方法的原理性限制，本发明的方法通过一些调整，也可用于这种目的。搜索和跟踪单元实施例如图6所示，本发明的搜索和跟踪单元STU包括一个选择器SEL，其输入是来自每个扇区1…6的天线Ant1、Ant2的两个接收信号S1、S2。向选择器SEL输入两个信号S1、S2是因为在每个扇区中最好采用需要使用两个天线Ant1、Ant2的天线分集技术。不过，应当理解本发明在更广泛的意义上并不局限于天线分集，也可以用来自每个扇区一个天线的一个信号S作为选择器SEL的输入。
当然实际从天线接收的信号是一个模拟信号。STU装置中配有一个A/D变换器A/D，用于把模拟CDMA信号转换成一个数字CDMA信号。如图3、11所示，这个数字CDMA信号由连续的射频帧RF1…RFn组成，每帧包括插入了复导频符号PSi和数据符号PDi的连续时隙TS1…TSm.A/D变换器代表执行所有通常的功能，例如模数变换、匹配滤波等等，并且可以设置在STU装置中，例如选择器SEL中，位于SEL和扇区天线之间，或者在搜索器S1…SL之前或之内。
在发射机中，包括多个比特的数字传输信号首先例如以r=1/3的速率按比特经过卷积编码，然后2个卷积编码后的比特被合并成一个QPSK符号(Q,I)，该符号再通过发射机一侧的PN序列扩频，而另一方面，接收机(例如RAKE接收机)和搜索器必须同样根据对应的解扩序列对该符号进行解扩。这是直接序列CDMA(即包括QPSK调制)的基本原理。应当注意可以使用其他调制方案获得要进行扩频的符号。因此本发明并不局限于使用QPSK调制。
选择器SEL用于提取要在多径延迟搜索处理器S1…SL(下文称为搜索器S1…SL)中进行搜索的信号抽样组。具体地说，各选择器SEL是从自各天线接收的数据流中提取出导频符号和一些附加抽样(逻辑信道符号)。帧格式和导频符号如图3所示。导频符号和附加抽样的提取最好以每秒16.38兆的速率进行，一般是以一种过抽样速率，例如4。
图6的搜索和跟踪单元STU包括若干搜索器S1…SL，其中L可以与扇区数目相同或不同。
具体地说，根据一种特定但又灵活的扇区选择调度方案，提取出的导频符号和其它抽样被分配给L个搜索器组成的集合。利用扇区选择调度方案，搜索器的数目可以等于或不等于扇区数目。六个搜索器最好以同一抽样速率工作。根据扇区选择调度方案，在信号抽样组的基础上，提取的导频符号和附加抽样(即经过解复用和缓冲的天线信号)为每个扇区信号向路径选择单元PSU传递一个独立的延迟谱DPS。
根据本发明，搜索器S1…SL基本上是根据一种(基于导频符号的)相干和非相干组合搜索(和跟踪)程序进行信道延迟估计(确定延迟谱)，这种程序带有可选的交织，将在下面根据图7的搜索器S1作进一步描述。延迟谱DPS最好以最小更新时间进行更新，并最好使用预定的导频符号抽样数目。
路径选择单元PSU接收来自搜索器S1…SL的延迟谱DPS，并根据估计的延迟谱DPS计算出一个干扰估计(这个干扰包括多用户干扰以及热噪声功率干扰)，用于后续的路径选择。根据延迟谱DPS，路径选择单元PSU实际上可以确定N(最好是8)条路径的中间值d1’…dN’(即延迟值)和对应的扇区选择信息s1’…sN’。扇区选择信息s1’…sN’代表扇区编号(1…6)和各扇区内的天线编号(如果在每个扇区内没有使用天线分集，可以忽略这个编号)。
延迟值d1’…dN’只代表N(例如8)条路径的中间值，所以跟踪和控制单元TRCU还要进行最终的扇区选择，并产生(最多)P(例如8)条延迟路径的最终值和选择信息(即延迟值和对应的选择信息)，这些信息最后要传送给RAKE接收机RR。因此，如图6所示，跟踪和控制单元TRCU输出延迟路径的最终值d1…dp和最终的选择信息s1…sp，用于最终应当在RAKE接收机中进行解调和译码的路径，即RAKE接收机应当为其分配支路的路径。另外，跟踪和控制单元TRCU还要产生时钟控制信号值来跟踪搜索窗口和小区，以保持帧同步。
因此，天线信号是到选择器SEL的输入，选择器把来自天线的各个信号送给一组搜索器，搜索器计算出每个输入信号的延迟谱。然后，路径选择单元选择一组最可能的路径以及与扇区和天线数目相关的选择信息。最终的跟踪和控制单元确定最终路径和相应的选择信息，以便向RAKE接收机RR提供它可用于进行解调的选择信息和延迟信息。
下文将根据图3、图1所示的帧格式描述本发明中用于选择器SEL(图7、8)、搜索器S1…SL(图7)、路径选择单元PSU以及跟踪和控制单元(图10)的具体实施例，还有用于解扩器DESP以及相干累加和平均单元ACC-AV的一种具体实施例。选择器单元实施例图7表示一个选择器SEL实施例。选择器包括一个所谓的导频解复用器PI-DEMUX。图7表示的是一个天线信号输入到导频解复用器PI-DEMUX的情况，但是应当懂得，可以根据从控制装置CNTRL接收的控制信号，向选择器SEL连续提供来自不同扇区的不同天线信号。
导频解复用器PI-DEMUX的主要功能是从天线信号中提取和缓冲多个周期的(连续)导频符号和附加数目抽样，该天线信号由复数值的输入数据流组成。考虑图11的例子，为了计算一个延迟谱DPS(ca1c.1DPS)，要估计天线信号射频帧n，而这个帧n包括一组连续时隙k-1、k、k+1。
如图3所示，在从一个时隙到另一时隙的转换中，例如从时隙k-1到时隙k，存在着一个由前一时隙k-1的导频符号和当前时隙k的导频符号组成的导频符号集PSi。图3和图11的区别在于图3中假定导频符号PSi只在时隙起点出现，而图11中它们同时在每个时隙的起点和终点出现。由于不能始终保证时隙与解扩器DEsP中PN发生器产生的PN序列在时间上对齐，因此只要能够根据PN解扩序列提取出若干可用于计算的导频符号和数据符号，是否只在起点或终点处(导频符号所处位置只是一个约定的问题)对导频符号进行抽样和提取是无关紧要的。在导频符号集之间，可以是任意的数据，例如图3所示，是用于逻辑信道等的符号。
这样，提取导频符号周期实际上就是提取导频符号(图11中的阴影区)。最好提取2M个码片(2M×附加抽样速率个抽样，例如2×128=1024个抽样)作为导频符号。另外最好再从天线信号(复数输入数据流)中提取160个附加抽样(延迟扩展)。因此，最终算出的DPS由160个实数功率延迟谱样值组成。
所以，对于延迟谱(搜索窗口)估计来说，使用的是分辨率为每个码片四个抽样的160个抽样，即所得延迟扩展为每秒160/16.38兆抽样≈10μs。最好还要假定用于重新计算当前工作扇区(即当前信号能量最强的预定数目个扇区)延迟谱的最小更新时间为10ms(即一个射频帧)，并且扫描非工作(即其他)扇区和选择天线信号的更新时间为60ms(即重新指定工作和非工作扇区)。
因此，至少要在每个10ms的射频帧内，根据导频符号(1024个抽样)的数目和160个附加抽样(例如基于2个时隙时的8倍)重新计算一次延迟谱。附加抽样可以是任何类型的数据，即控制数据或话音数据。根据提取的起点不同，提取的顺序会有不同或者前面是导频符号，后面是数据符号；或者前面是数据符号(来自前一时隙)，后面是导频符号，然后再是数据符号；或者前面是数据符号，后面只是导频符号。
如图7所示，响应帧时钟控制信号FCC，控制装置CNTRL可控制选择器SEL的PI-DEMUX，使得它能在各帧n的时隙k-1、k、k+1内以正确的定时开始提取导频符号和附加符号。
图8表示一种导频解复用器PI-DEMUX的实施例。来自控制装置CNTRL的控制信号控制着抽样开关SSW，该开关负责把来自天线信号的数据送到缓冲器BUF或接收器SNK。因此，借助于帧时钟控制信号FCC，缓冲器BUF将可以包含连续的各个导频符号和附加抽样。任何其他数据被送往接收器SNK。
因此，帧时钟信号FCC控制着抽样开关SSW的定位(即读指针)和写指针，即搜索窗口在整个延迟谱内的定位，它等效于向数据流中插入或从其中去除抽样。
正如前面已提到的，控制装置CNTRL与跟踪和控制单元TRCU相配合，从而向选择器SEL提供控制信号(该信号用于根据特定的扇区选择调度方案进行的工作和非工作扇区的选择)，并控制具体向解复用后的天线信号分配搜索器S1…SL。这种扇区选择调度程序最好可按图13所示(后面将作说明)方式构成。
正如以上参考图7、8所作描述，选择器SEL的主要功能是分别在每个射频帧RFn内提取若干导频符号和若干附加抽样，并连续地把这些提取出的数据值送到后续搜索器中，以用于延迟谱的计算(其中要进行扇区选择和天线选择控制，使控制解复用器PI-DEMUX向各搜索器连续提供来自多个扇区中多副天线的天线信号)。因此，在搜索器组中进行的后续延迟谱计算是以提取出的导频符号和附加符号为基础。
导频解复用器的数目最好与所应用的天线信号的可能数目相同，例如在图6中，可以有12个导频解复用器PI-DEMUX。不过，这个数目也可以减少，当例如使用带有相应智能控制的时间共享时，可减少到根据扇区选择控制预先定义的工作扇区数。实际上最少一个导频解复用器就足够了。多径延迟搜索处理器(搜索器)实施例如上所述，来自选择器的输出数据(即图8中缓冲器BUF的输出)是连续的复数导频符号和附加抽样(例如2*128个码片=1024个抽样加上160个抽样)，这些抽样来自控制装置CNTRL指定的某个天线信号。下文将把来自导频解复用器PI-DEMUX的数据输出(即复数导频符号和附加抽样)称为“解复用器输出数据”。如图9所示，各解复用器输出数据值显然包括一个实部Rx_Re和一个虚部Rx_Im。
正如图7搜索器S1实施例所示，搜索器包括一个产生解扩序列的PN码发生器PN-GEN，该序列在用于对各解调器输出数据解扩的解扩器DESP中使用。码发生器PN-GEN、解扩器DESP以及解复用器PI-DEMUX受到经控制装置CNTRL处理的帧时钟控制信号FCC的控制。通过这一控制，可以确保PN发生器解扩序列保持时间对齐，并且偏移到提取出的各解调器输出数据上，以便计算延迟谱DPS。如上所述，时间对齐是必须的，否则会产生错误的解扩，因为要对解调器输出数据正确解扩，不仅需要正确的解扩序列(由码发生器PN-GEN产生)，还需要正确的定时。
如图7所示，来自解扩器DESP的输出数据是到相干累加/平均装置ACC-AV的输入，该装置在控制装置CNTRL的控制下计算延迟谱DPS。延迟谱实际上是响应帧时钟控制信号FCC、并根据解调器输出信号(提取的导频符号和附加抽样)产生的。根据本发明，解扩器DESP和相干累加/平均装置ACC-AV的一种实施例如图9所示。
解扩器DESP包括一个由乘法装置MM和积分装置IM构成的相关装置CM。由于解调器输出数据包括实部和虚部并且码发生器PN-GEN产生的解扩序列也必须包括实部和虚部，因此相关器CM是一个复数相关器，乘法装置MM则进行复数相乘。PN序列的起点受相位控制装置PH-CNTRL的控制。
乘法装置MM包括多路复用器M1、M2、M3、M4和加法器ADD1、ADD2。积分装置IM包括相加单元SUM1、SUM2。
乘法器M1进行解复用器输出数据实部Rx_Re和扩频序列实部PN_Re的相乘，并把相乘后的数据值送到加法器ADD1。乘法器M2进行解复用器输出数据虚部Rx_IM和PN序列实部PN_Re的相乘。来自乘法器M2的乘积信号是到加法器ADD2的输入。乘法器M3进行解复用器输出数据虚部Rx_Im和PN序列虚部PN_Im的相乘，并把相乘后的数据送到加法器ADD1。乘法器M4进行解复用器输出数据实部Rx和PN序列虚部PN_Im的相乘，并把输出信号送到加法器ADD2。加法器ADD1就对来自乘法器M1的输出信号和来自乘法器M3的输出信号进行相加，并把相加后的信号送到积分装置IM的相加单元SUM1。加法器ADD2就对来自乘法器M2的输出信号和来自乘法器M4的输出信号进行相加，并把相加后的信号送到积分装置IM的相加单元SUM2。
乘法装置MM为每个导频码片输出来自加法器ADD1、ADD2的结果，相加单元SUM1、SUM2在N个导频码片上(例如2×128个)对来自加法器ADD1、ADD2的输出信号进行相加。因为完整的数据是一个数字信号，所以在相加单元SUM1、SUM2内进行相加对应的是对来自乘法装置MM的输出信号的积分。
作为一个优选实施例，PN发生器PN-GEN产生复数正交短WalshHadamard和实数长Gold(Walsh Hadamard)码作为与解调器输出数据相乘的解扩码。
如果以过抽样速率OS驱动复相关装置CM，只有每第OS次复数相乘产生一个非零结果。我们需要考虑如果使用QPSK调制方案时的情况。这时，在乘法装置MM中进行的复数相乘最好分成相距OS/2的两次实数相乘。整个码相位以每个码片周期的1/OS作为增量进行调整。最好在整个时间不确定区域(延迟扩展)内使用串行搜索，其中在每个码相位位置(一个码片周期的1/OS)上具有一个导频符号周期(这里为31.25μs)的恒定停留时间。因此，可以为每个时隙和搜索器计算出一定数目的码相位。由于这些处理是脱机进行的，因此可以用更高的速度进行处理。
可计算的码相位数等于每个时隙的码片总数相对于每个导频符号的码片数与这个过处理系数0P之积的比(这里，OP*2560/256=OP*10)。一个实例是在过处理系数0P=4时采用八个搜索器的硬件实现方案。另外一个例子是OP=16时采用两个搜索器。
在相干累加/平均装置ACC-AV中，相干加法单元SUM3对两个连续导频符号周期(即与两个时隙对应的总共四个导频符号)的解扩值进行相干累加。每个搜索器在2/OP个帧(=2*16/OP个时隙)即20/OPms的重复时间内总共要计算160个延迟谱的抽样。这适用于一个搜索器带有一个相关器和一个解扩器的情况。通过在一组搜索器内组合若干相关器和解扩器(图6)，可以定义一种并行搜索器结构。不过，这并不会对本发明的这种一般描述产生限制。
相干累加/平均装置ACC-AV的复数输出、即实部Re_Imp[相位]和Im_Imp[相位]被送到平方单元SQ。在单元SQ中，SUM3的实部和虚部被分别平方后相加(|(a+jb)|2=a2+b2)。单元SQ的输出、即部分实数延迟谱值DPSi是到加法单元SUM4的输入，该单元对抽样进行非相干累加。加法单元SUM4的输出是实际的实数延迟谱DPS。因此，加法单元SUM4实际上是对来自两个或多个相继的时隙的两个延迟谱DPSi进行平均。所以，确定延迟谱的基本原理是在每个时隙内进行复数值的信道估计，然后对至少两个时隙的复信道估计(复数抽样)作非相干相加，最后再对分别来自两个时隙的(相加后的)信道估计的延迟谱(实数值)作非相干相加。
因此，解扩器DESP的主要功能可以描述为时间上对齐的PN序列与解调器输出数据的相乘，而相干/非相干累加/平均装置ACC-AV在两个或多个时隙上进行平均。该输出是以解调器输出数据(即在一个相干平均所用周期内的导频符号(+附加抽样)为基础的一个平均延迟谱DPS。因此，所得延迟谱DPS要准确得多，因为它使用了来自连续时隙(或帧)的导频符号。
以下例子说明了解扩器DESP和相干累加/平均装置ACC-AV的工作情况。假定每个扇区采用天线分集，一个小区内的三个(工作)扇区对应6个天线信号，它们在OP=1时可以使用6个搜索器在两帧内进行处理。另外，如果只选择一个扇区(工作)，就可以为每个天线信号分配6个搜索器中的3个。相应地，延迟谱的每个抽样的相关数可以提高3倍。因此，对于OP=1，在2帧内(见图11)可以计算3个连续的延迟谱，通过平均能获得减小的峰值和干扰方差的估计。这样就能得到一个改进的延迟谱DPS。
对于OP=16和2个搜索器的情况，在10ms的帧周期和16个时隙内可计算2*8个(连续)延迟谱。扇区控制机制(扇区调度将在后面解释)可以即把这个数目分配给工作和非工作扇区。例如，可以计算两个工作扇区(每个扇区有两个天线信号)的3个连续延迟谱和两个非工作扇区(每个扇区有两个天线信号)的一个延迟谱(见图13)。因此，可在每一帧内对工作扇区进行非相干平均。在60ms内还可以算出非工作扇区的3个延迟谱，因此也可以对非工作扇区进行非相干平均。
为了把相干累加/平均装置中非相干累加(平均)的数目提高一倍而又不增加更新时间，可以使用本发明用于更新时间为10ms时的一种“交织”平均方案(见图11)。这时，要对最后两个连续的(可能已进行过非相干平均)延迟谱、当前计算所得的延迟谱和更新时间之前的延迟谱作(进一步)平均，以便在10ms更新时间不变的前提下计算改进的延迟谱。计算延迟谱DPS的一种优选交织方案如下例所示。在帧n-1中计算延迟谱DPSn-1。然后在当前帧n中计算另一延迟谱DPSn。在帧n中两个延迟谱经过非相干累加(相加)，相加所得延迟谱用作帧n的延迟谱DPSn，即DPSn’=DPSn-1+DPSn°存储帧n中实际算出的延迟谱DPSn，以用于下一帧n+1的下一步累加。也可以对前一次算出的延迟谱DPSn-1使用一个加权系数。可以不采取刚才对两个延迟谱DPSn-1、DPSn的累加(非相干累加)，而是也可以采取先存储若干前面的延迟谱DPS，然后对这若干帧进行非相干相加，以得出帧n的延迟谱结果。在累加之前也可以对这些延迟谱进行加权。因此，根据各延迟谱DPS的FIR或IIR滤波特性(或加权)，可能会有不同的实施例。
根据相干累加/平均装置的另一实施例，使用天线分集时，两个对应扇区天线的延迟谱可以相加(在路径选择单元PSU内)(见图6和图10)。这时，相干累加/平均装置ACC-AV最好对来自两个不同天线的两个延迟谱进行相加。
根据由加法单元SUM4输出的最终延迟谱DPS，可以在路径选择单元PSU中计算干扰(噪声)估计。解扩器DESP和相干累加/平均装置ACC-AV受数字信号处理器DSP控制，该处理器控制所述相关以及相干和非相干累加处理。
无论哪种情况，都可以看到解扩器DESP根据导频符号进行解扩，相干累加/平均装置ACC-AV在每帧内对根据导频符号算出的延迟谱进行平均。根据导频符号来计算部分延迟谱DPS1要优于使用随机数据来确定延迟谱。本发明的另一个方面是对至少两个连续帧内的连续延迟谱进行平均，从而获得一个更为准确的延迟谱DPS。路径选择单元实施例正如前面所述，每个独立的搜索器S1…SL都输出一个根据周期性导频符号算出的延迟谱DPS，这个延迟谱最好是根据两个连续帧算出的一个平均延迟谱。
下面将描述路径选择单元PSU如何选择延迟谱DPS中包含的主要路径。路径选择单元PSU的一种实施例如图10所示。PSU的功能描述将从两个延迟谱DPS的输入开始，这两个延迟谱来自属于同一扇区(图10中为扇区1)的两个天线Ant1、Ant2。不过，应当知道每个搜索器1…L各自都包括一个等效装置，用以分别输出各扇区的最主要(最强)路径。为了说明本发明，这里假定在每个扇区内使用天线分集。但是本发明并不局限于天线分集。图14表示在路径选择单元PSU中的延迟谱处理。
路径选择单元PSU包括一个加法器ADD、一个峰值检测和删除装置PD-RV、一个路径估计装置PEST、一个噪声估计装置NEST、路径检验装置PVER1和PVER2、一个最大值检测装置MAX和一个门限设置装置THRS-SET。噪声估计装置NEST接收一个来自门限设置装置THRS-SET的门限系数或门限值THRS。正如前面参考图6所作描述，这个路径选择单元PSU的主要功能是通过考虑干扰(噪声)估计、从各延迟谱DPS1、DPS2中提取出N个信号最强的路径d1’…dN’。另外，产生了一条选择信息s1’…sN’，代表已被选择的(工作)扇区(和天线信号)。根据输入延迟谱而计算出的延迟和选择信息被传送给如图6所示的用于进行最终选择的跟踪和控制装置TRCU。路径选择单元PSU在更新时间(例如10ms)(即最小的每个帧周期内)输出新的最强路径和新的选择信息s1’…sN’。
下文将参考图10和图14描述路径选择单元PSU的各个装置的功能。
如果要处理每个扇区的两个缺省天线信号或各自的延迟谱DPS1、DPS2，首先在加法器ADD中对各延迟谱DPS1、DPS2作相加。应当指出，下文描述的程序也适用于不采用天线分集的情况。这时，加法器ADD被省略，来自每个扇区一个天线的所得延迟谱DPS被直接输入给路径检测和删除装置PD-RV以及路径估计装置PEST。因此，具有两个天线的天线分集只是本发明的一个优选实施例。
从相加后的延迟谱DPS’(见图14中的步骤ST1)中搜索总的最大值MAX1(步骤ST2)。在峰值检测和删除装置PD-RV中，最大值MAX1和最大值两侧(脉冲扩展)的若干个抽样(取决于脉冲扩展，最好是3个)被删除或分别置为零。如前面所述，对于每个延迟谱DPS，总共有160个抽样，因此只删除最大值MAX和其左右的三个抽样并不会破坏延迟谱的整个特性，也就是说实际上应当删除最大值MAX1。最大值MAX1和对应的延迟值dMAX1存储在峰值检测和删除装置PD-RV中。
重复N次从DPS’中删除最大值的程序(步骤ST4)，从而得到N个候选延迟值dmax1,dmax2…dmaxn和对应的峰值MAX1,MAX2…MAXN组成的一个集合。剩余的平均延迟谱DPS*被视为干扰(噪声)，噪声估计装置NEST根据它计算均值DPS(步骤ST4)。也就是说，由于已经从相加后的延迟谱DPS*中删除了相关最大值，因此剩余的DPS*可被视为干扰或噪声。最大值的数目最好应小于RAKE支路数。
然后，比较存储的候选峰值MAX1，MAX2…MAXN和有效噪声电平DPS*与某个自适应但恒定的门限系数THRS之积。THRS是通过一种优化程序获得的，它可能反映被扫描的扇区数、信号干扰比以及非相干累加的数目。因此，路径估计装置PEST认为只有位于有效噪声底限之上的那些值是与各独立的直接或间接传播路径对应的实数延迟值，而这些路径不一定是那条直接路径。
如果没有使用天线分集，即只计算了一个天线的延迟谱(不是相加后的谱)时，路径估计就告结束，也就是说高于乘积门限的所选最大值就是到最大值检测装置MAX的输入(对每个扇区而言)，该装置输出对应所有扇区N个最大值的延迟和选择信息。
如果使用了天线分集，原先计算的延迟谱DPS1、DPS2要在各自的路径检验装置PVER1、PVER2中经过进一步的处理。如步骤ST5所示，在PVER1、PVER2中，两个延迟谱DPS1、DPS2彼此要独自(再)针对门限(即DPS*×THRS)进行检查。在每个DPS中，只有仍大于该门限的那些最大值作为每个天线的候选峰值被保留(当然，如果DPS1+DPS2没有按1/2归一化，门限需要通过被2除来作调整)。因此，最终的被选路径--由选择信息所指示的每个天线和扇区--现在就确定了。
这时，最大值检测装置MAX的输出是(通过根据输入的N个最大值评估所有扇区(例如6个扇区))最大相关延迟d1，…dN的度量，以及代表产生这些最强的最大值及其延迟的扇区的选择信息。因此，最大值检测装置MAX的输出(实际也就是路径选择单元PSU的输出)是对传送最大能量(即最重要)延迟的传播路径的一个度量、以及表示这些路径延迟产生于何处(即哪个扇区)的一个指示。最大值检测装置将最大值按降序从最高到最低排列(包括选择信息的相应调整)。
按照下面将要进行的描述采用扇区选择方法(扇区选择调度)和调整相关处理，可以在工作和非工作扇区数目之间、更新时间和所得延迟谱的准确性之间进行折衷。也就是说，通过在各个扇区内进行适当的搜索(见图12)和区别工作和非工作扇区，可以求出一个甚至更为精确的延迟谱和确定移动台在扇区之间的移动。除了可以计算出更好的延迟谱之外，扇区选择还可用于更软切换，即，总的来说就是更准确地确定移动台位置和/或确定移动台是否处于两个扇区之间的边界上。
下文将要描述用于接收上述路径选择单元输出的跟踪和控制单元TRCU的功能。跟踪和控制单元实施例如图6所示，跟踪和控制单元TRCU接收来自路径选择单元PSU(见图10)的输出，即从所有扇区的所有路径检验装置PVER1、PVER2中获得的相关性最强的最大值的延迟时间d1’…dN、以及指示各延迟时间属于哪个扇区和哪个天线的具体选择信息s1’…sN’。单元TRCU现在选择来自单元PSU(P=RAKE支路的数目)的输出中的P个信号最强的最大值(即延迟值d1…dp)和相应的选择信息s1…sp。
不过，只要移动台MS和基站BS之间保持一个固定位置(和距离)，这样的路径选择单元PSU的输出当然也同样是有效的。如果出现位置变化(这是常见的情况)，那么功率延迟谱DPS(即延迟时间)自然就可能改变。当然，每个搜索器S1…SL现在可以使用一个预定窗口来决定功率延迟谱。也就是说，代码发生器PN-GEN(及其过抽样的解扩序列)或信号序列本身的相位可以通过导频解复用器翻转或删除抽样而偏移预定数目个导频符号，这种偏移相应于计入一个预定的延迟时间。当然，在移动台MS和基站BS之间建立第一次通信时，对于直接路径P1将甚至使用一个预定的平均延迟时间。在这个预定时间内，可以确定一个预定的偏移距离(延迟扩展)窗口。但是，如果移动台MS出现移动，必须根据移动台MS和基站BS之间的距离变化对延迟扩展窗口的中心值作相应的偏移。这里可以考虑不同的方式。
因此，跟踪和控制单元TRCU的第一个功能是根据MS和BS之间的距离变化调整(跟踪)该(延迟扩展)搜索窗口。这种操作不需要连续进行，但是10ms的最小更新时间(射频帧的长度)已经足够(OP=16,2个搜索器，2个工作扇区，不带交织的3次非相干平均)。通过调整导频解复用器中的读和写指针，从而插入或删除(导频符号和数据符号的)抽样来控制选择器SEL的导频解复用器中包含的缓冲器。通过移动解复用器中的读和写指针，可以对导频符号和附加抽样的提取实现不同的起点和终点定时，它对应于导致搜索窗口发生改变的值出现偏移。另一种可能性是移动如上所述的PN发生器相位。
在一次扇区(更软)切换中，两个相邻扇区使用一个共同的窗口偏移量，以保持同步。因此，这个共同的搜索窗口偏移量也可用于(相邻)非工作扇区(在此，不能计算/估计实际功率延迟谱、即可检测路径的扇区)。对于本领域的技术人员来说，通过例如考虑最高的最大值MAX1随时间的运动来使搜索窗口适应移动台的运动或距离变化(导致延迟变化)的算法很容易实现。
除了在搜索器中使用搜索窗口偏移以外，跟踪和控制单元TRCU还有另一个功能也可以根据搜索窗口的调整来更新已经算出的延迟路径d1’…dN＇，并选择一定数目的最终延迟值d1…dp和对应的天线/扇区信息s1…sp(P=RAKE支路数目)。
因此，每个PVERn单元传递一组“候选”峰值。最大值检测单元MAX对所有峰值按降序排列，而且单元TRCU只保留P个最大值(无论它们来自哪个扇区)。
对所有工作扇区的所有天线执行这一程序，并且一个根据最大值功率降序排列的、具有预定最大长度(即依RAKE支路数而变，例如P=8)的序列将会来源自所有工作扇区的所有被测天线信号中的所有“幸存者”。这一序列现在代表了从所有当前被测天线信号中找出的最强路径(它通常代表的是工作扇区，但是也可能包括当前的非工作扇区)。在根据新的降序选择新的延迟值d1…dp的同时，当然也要更新选择信息，以便示各延迟时间的位置，即指示各延迟时间所属的各个扇区。这一选择信息将告诉与搜索和跟踪装置STU输出连接的RAKE接收机应该去解调哪些信号。如果指定路径数小于最大路径数目，RAKE接收机会收到应该关闭某些RAKE支路的信息(例如通过将相应的选择信息s设置为一个负数值)。
应当指出，上述对路径选择单元PSU输出的延迟时间和选择信息进行的更新并不局限于天线分集的情况。如果每个扇区只使用一个天线信号，就只需要计算一个延迟谱。
正如前面所述，扇区数目和搜索器数目不一定要相同。搜索器组最好由总共六个搜索器组成。不过，扇区数目可以大于、小于或等于搜索器数目。因此，图6中的控制装置CNTRL控制着选择器SEL，以便根据一种时间共享方式向各个搜索器提供不同的天线信号(每个扇区一个或两个信号)。扇区选择调度如上所述，在本发明中，搜索器最好根据从每一帧内至少两个连续时隙中提取的导频符号来计算延迟谱。不过，如图11所示，每一帧包括16个时隙。假定选择器在10ms的整个帧周期上向一个独立的搜索器提供(一个)天线信号，那么搜索器显然不仅能通过估测两个连续时隙来进行一次最终延迟谱的计算，实际上，搜索器可以对这个天线信号总共进行八次计算(16个时隙)。不过，控制装置CNTRL可以在完成对当前天线信号的时隙计算之后，在两个其他时隙上转接另一个天线信号(因为在使用两个时隙进行完第一次计算之后，实际上还有多达14个其他时隙的时间)。下文将解释如何最好地进行扇区调度，即向一组搜索器提供天线信号，其中每个搜索器在连续两个时隙上进行数据计算。不过应当指出，单元TRCU也可以使用为每个小区内的预定数目扇区预置的一种(非最佳)扇区扫描规则。
首先，跟踪和控制单元TRCU确定哪些扇区是工作扇区，哪些扇区是非工作扇区。与延迟时间d1…dp相关的选择信息s1…sp指示哪些当前可用扇区是工作状态或非工作状态。也就是说，在选择信息中指示了处于工作状态的扇区。
其次，跟踪和控制单元TRCU(或相应的控制装置CNTRL)决定在一帧内可以进行多少次相干累加。如上所述，如果整个帧包括16个时隙，这就表示一帧内总共可以进行8次独立的相干累加(基于2个时隙的相干信道估计)。也就是说，理论上在一帧内可以进行的相干累加次数是时隙数除以2。
再者，跟踪和控制单元TRCU确定非相干累加数目，这也就是以非相干方式累加(它们的绝对值相加)的不同的DPS1计算(分别通过考虑2个连续时隙来进行)的数目。
另外，跟踪和控制单元TRCU确定用于功率延迟谱更新(即窗口偏移)的更新时间。更新时间实际上表示需要查看用于计算同一DPS谱的同一扇区内两个相同时隙的周期。用于工作扇区的更新时间不一定与非工作扇区相同。也就是说，因为主要的变化(距离变化)将发生在工作扇区，所以不需要如此频繁地查看非工作扇区，即它们的更新时间可以更长一些。不过，为了使延迟谱计算具有相同的准确度，在工作扇区和非工作扇区内进行的非相干累加数目最好应该一致。
最后，为了确定调度方案，跟踪和控制单元TRCU及控制装置CNTRL必须知道有多少搜索器S1…SL可用。也就是说，如果有更多并行工作的搜索器，在一帧内自然可以扫描更多的扇区。
因此，跟踪和控制单元TRCU根据工作和非工作扇区的数目(如选择信息所示)、每帧的时隙数(决定可能进行的相干累加次数)、工作扇区和非工作扇区理想的非相干累加数目、工作扇区和非工作扇区理想的更新时间以及扇区数目(固定)和搜索器数目(同样固定)，确定任意时刻的扇区扫描方案。
当然，扫描方案一旦确定，使用这种特定扫描方案进行扇区扫描只在扇区状态(由选择信息指示)不变的条件下有意义。也就是说，如果一个非工作扇区突然变为一个工作扇区(由于移动台的运动)，那么跟踪和控制单元会设置一种不同的扫描方案。根据这种调度方案，自然可以通过一种“软”方式决定移动台从一个扇区穿过扇区边界到达另一扇区的运动。也就是说，如果移动台从一个工作扇区向一个非工作扇区的方向运动，到某个阶段后非工作扇区的接收天线将开始接收信号，如果移动台接近边界，先前的非工作扇区将呈现出一个包括最大值的延迟谱，这些最大值表示该扇区变为工作状态。不过，该判决过程不是硬判决过程，因为根据扇区扫描，实际上可以监测到移动台的连续运动。
也有可能两个扇区被判为工作扇区，其他4个判为非工作扇区。扇区为工作或非工作扇区的指定可以改变，工作和非工作扇区的数目也可以改变(例如3个工作扇区--3个非工作扇区等等)。
与图13、图15关联的下面的表1表示了这种扇区调度方案的一个实例。在这个例子中，已假定整个帧长为10ms，包括16个时隙，因此具有可处理8次相干累加的能力。
对于1个工作扇区/5个非工作扇区的情况，允许非工作扇区的更新时间为50ms、10ms、20ms或30ms。工作扇区要求更新时间为10ms，即每帧更新。
在2个工作扇区/4个非工作扇区的情况下，允许非工作扇区的更新时间为10ms、20ms或60ms。
在3个工作扇区/3个非工作扇区的情况下，要求非工作扇区的更新时间为30ms。在括号内的更新时间之前的数字表示可能进行的相干累加次数。
实际上，表1中已预先指定了使用2个搜索器，其过抽样速率为OP=16，要求每个工作扇区的更新时间为10ms。另外，要求最少进行两次非相干累加。它所用的电路配置如图15所示。控制信号CNTRL将指示选择器何时把每个扇区的第一和第二天线信号送到第一和第二搜索器S1、S2。在图15中，假定第一天线信号总是由第一搜索器S1处理，第二天线信号总是由第二搜索器S2处理。
在表1中，那些非相干累加数目相同的情况及其各自的更新时间在加粗的方框中表示。例如，对于2个工作扇区/4个非工作扇区的情况，非工作扇区只需要每6帧(60ms)更新一次，其中工作扇区每帧(10ms)更新一次。不过，它们使用的非相干累加数目(3)相同。显然对更新时间加上不同的限制(例如提高非工作扇区的更新时间)将能进行数目更多的非相干累加。
表1
上述具有10ms和60ms的更新时间和三次非相干累加的2个工作扇区/4个非工作扇区的例子给出了必须如何扫描扇区的关键信息。不过，尽管更新时间决定了查看一个扇区的频度，但它没有具体指定扫描序列。图13a)、b)表示了两种不同的扫描序列。图13中，”A”代表一个工作扇区，”A”后面的数字代表第一、第二和第三工作扇区，数字后面的下标代表DPS计算(即在2个时隙上进行的相干累加)的次数。”N”代表一个非工作扇区。
在图13a)中，连续进行对工作扇区1的三次相干累加1、2、3,即A11、A12、A13，以及对工作扇区2的三次DPS计算A21、A22、A23。帧1中剩下的4个时隙用于进行非工作扇区的第一次DPS计算N11、N21。从帧2中可以看出工作扇区的更新时间是10ms，因为每隔10ms就要使用同一个用于工作扇区的DPS计算序列。不过，剩下的四个时隙可以分别用于对非工作扇区N1、N2的扫描，以便进行第二次DPS计算N12、N22。在每一帧中都保持对工作扇区的扫描，其中每帧中的最后四个时隙用于扫描非工作扇区。因为非工作扇区的更新时间被选为60ms，帧1中关于非工作扇区的扫描序列只有到第7帧(未表示)才能重复，第7帧实际上与帧1相同。
图13b)表示对表1参数规定的调度方案的另一种实现方式。这里，对工作扇区和非工作扇区扫描的序列已经改变，但仍然满足表1给出的约束。因此，在安排每个扇区内的扫描时仍然有一定的自由度。
根据如何进行对非工作扇区关于其第一、第二和第三次相干DPS计算的扫描，在每回完成第三次DPS计算之后，可以进行一次非相干累加，并且估计延迟谱的变化。当移动台运动时，延迟谱将改变其形状(由于不同的多径传播)，但是即使延迟谱发生变化，整个路径选择单元将仍然指示该扇区是工作状态。根据一个或多个相邻工作扇区的延迟谱估计一个工作扇区的延迟谱，可以对移动台运动方向作出一个估计。即使非工作扇区仍处于非工作状态，其延迟谱不包含任何超过指定门限电平的最大值(路径)，也可以与工作扇区一起估计非工作扇区的延迟谱，因为如果移动台从一个非工作扇区向工作扇区的方向运动，即使非工作扇区的延迟谱也将发生变化。
因此，通过在所有扇区中进行的所有非相干累加一旦完成(图13例子中为60ms之后)时就估计延迟谱，可以一起估计所有延迟谱，它将能对移动台在小区内的位置以及移动台的运动方向作出一个估计。本发明的CDMA基站的性能下文将讨论一个包括6个搜索器、OP=1的CDMA基站。
搜索和跟踪算法的性能特征在于根据延迟谱可监测信道路径。信道路径在作为自相关峰值的估计的延迟谱中变成为可见的。估计算法必须能找出这些在干扰电平之上、具有合理的信号干扰比的自相关峰值。路径的可检测性依赖于RF频带内的信号干扰比和搜索算法的解扩增益以及峰值和噪声方差。搜索算法的解扩增益由每个导频符号的解扩增益和解扩导频符号的相干累加数来定义。
例如，对于本发明提出的算法，这一解扩增益例如等于10*lo9128*4=27dB。信道估计所看到的信号干扰比Ech/10(即估计的延迟谱内的自相关峰值和噪声门限之间的距离)要比每个调制符号的Es/10高例如10*lo9512/M(单位为dB)，其中M∈{16,32,64,128｝是调制符号扩频系数。由于使用的是速率为1/3的卷积码和四元调制方案，Ech/10比对应的Eb/l0要高出10*lo92*512/3M(单位为dB)。峰值和噪声方差随着非相干平均数目的增加而降低，即检测率上升，检测到一个不存在的峰值的误报概率下降。
图16、17表示在2条路径、等强度、独立瑞利衰落信道、v=50km/h、M=64和Eb/l0=5dB的情况下，漏检现有峰值的概率和相反情况(即检测到不存在峰值(“误报”))的概率。基本更新时间为20ms(6个搜索器，OP=1)。使用天线分集和交织平均方案。该曲线是根据峰值-干扰门限，即(归一化的)峰值和对应的噪声值之比绘出的。不同的漏检概率曲线表示使用0、1和2个抽样的检测范围(DR)。这意味着所有超出峰值-噪声电平、并且其对应的延迟值位于间隔[正确延迟-DR正确延迟+DR]内的峰值都作为正确的检测被计入。‘任何峰值’意味着计入高于峰值噪声电平的所有峰值而不检查其实际的延迟。如图所示，DR=0时的严格估计会导致一些性能损失。不过，对于DR=1、特别是DR=2的情况，没有明显的与漏检概率相关的性能损失被指明。
图18表示随Eb/l0变化的算法性能。图17所示交界点处的概率值被提取。在实际使用中，应该略微提高门限系数，以便通过引入少许性能损失而提供更强的抗误报能力。
图19描绘了最佳门限系数与信噪比、(被扫描的)扇区数目以及非相干累加数目之间的关系。工业适用性所建议的本发明可用于在任何(周期性的)基于导频符号的传输方式中进行延迟谱估计和路径检测。考虑到硬件成本的限制、延迟谱和噪声估计的灵活性及准确性，这是一种极有希望的候选方案。通过结合相干和非相干累加的建议方式(OP交织的平均方式)来调整搜索器数目，几乎可以实现准确性和硬件成本之间的任何折衷。使用非相干平均是为了降低峰值和噪声方差。很多种扇区选择方式(调度方案)都可以采用。
以上描述已将本发明的优选实施例和范例作为本发明当前的最佳模式作了说明。不过，对于本领域的技术人员来说，根据以上技术说明，显然可以对本发明作出各种改动和变形。因此，不应当认为本发明只局限于上述实施例和范例，本发明范围由所附权利要求定义。在权利要求中，参考代号只用于说明，并不限制这些权利要求的范围。
权利要求
1．多径传播延迟确定装置(STU，图6、7)，用于确定在一个CDMA通信系统小区(CL)内的多个传播路径(P1、P2)上在CDMA基站(BS)和CDMA移动台(MS)之间的CDMA信号传输的功率延迟谱(DPS)，包括a)A/D变换器(A/D)，用于把从所述小区(CL)内至少一个天线(Ant1,Ant2)接收的模拟CDMA多径信号(S1,S2)转换成由连续射频帧(RF1…RFn)组成的数字CDMA多径信号(S1,S2)，该射频帧包括带有复导频符号(PSi)和数据符号(PDi)的连续时隙(TS1…TSm)；b)解复用器(PI-DEMUX)，用于从每个射频帧(RFn)的至少两个连续时隙(TSk-1,TSk,TSk+1)中提取复导频符号(PSi)和数据符号(PDi)，并将其连续存储在存储器(BUF)中；以及c)搜索器(S1…SL)，用于根据所述已提取和存储的复导频符号和所述数据符号(PSi,PDi)来确定所述每个天线(Ant1,Ant2)的功率延迟谱(DPS,DPS1,DPS2，图14)。
2．权利要求1的装置(STU,图6、7)，其特征在于c1)解扩序列发生器(PN-GEN)，用于产生一个预定的解扩序列(DESP-SQ)；c2)解扩装置(DESP,CM,MM,IM)，用于根据所述解扩序列(DESP-SQ；PN_Re,PN_Im)对每个所述复导频符号(PSi；Rx_Re,Rx_Im)进行解扩，以便输出每个时隙(TSk-1,TSk,TSk+1)的解扩复导频值(PSi’,Rx_Re’,Rx_Im')；c3)用于对所述解扩复导频值(PSi',Rx_Re’,Rx_Im')进行平均的平均装置(ACC-AV)包括c31)相干累加装置(SUM3)，用于把至少两个连续时隙(TSk-1,TSk,TSk+1)对应的解扩复导频值(PSi’)的实部和虚部(PSi’,Rx_Re’,Rx Im')相干相加成一个复数功率延迟谱样值(DPSi,Re_Imp(相位),Im_Imp(相位))；c32)绝对值确定装置(ABS)，用于通过确定所述一个复数功率延迟谱样值(DPSi,Re_Imp(相位),Im_Imp(相位))的绝对值、以便输出一个实数功率延迟谱样值(DPSi)；以及c33)控制装置(PN-CNTRL)，用于对所述解扩发生器(PN-GEN)产生的所述解扩序列与所述已提取和存储的导频符号(PSi)及所述数据符号(PDi)之间的相位作预定次数的连续偏移，其中所述绝对值确定装置(SQ)根据相位偏移输出预定数目的实数功率延迟谱样值(DPSi)，作为一个实数功率延迟谱(DPS)。
3．权利要求1的装置(STU；图7、9)，其特征在于它被包含在一个CDMA基站(BS；图7、9)或一个CDMA移动台内。
4．权利要求2的装置(STU；图7、9)，其特征在于所述解扩装置(DESP,CM,MM,IM)、所述相干累加装置(SUM3)和所述绝对值确定装置(ABS)在每个相位偏移处确定多个实数功率延迟谱样值(DPSi)，每个值以至少两个连续时隙内相应的解扩复导频符号的相干相加为基础，其中一个值使用的至少两个连续时隙不同于另一个值使用的那些时隙；非相干累加装置(SUM4)用于对相应的实数功率延迟谱样值作非相干相加，以便输出一个实数功率延迟谱样值(DPS)。
5．权利要求1的装置(STU；图5、6)，其特征在于路径选择单元(PSU)，用于根据所述实数功率延迟谱(DPS)确定所述多径传输中预定数目传播路径(P1,P2)的延迟时间(d1’…dN’)。
6．权利要求3或5的装置(STU；图6)，其特征在于跟踪和控制单元(TRCU)，用于调整至少在搜索单元(S1…SL)中使用的搜索窗口，以及根据所述移动台(MS)和所述基站(BS)之间的位置和/或距离变化来更新功率延迟谱(DPS)和延迟时间(d1’…dN’)。
7．权利要求3的装置(STU；图1、6、12)，其特征在于由所述CDMA基站(BS)服务的所述CDMA小区(CL)被划分为预定数目个扇区(SECT1…SECT6)，每个扇区包括至少一个天线(Ant1,Ant2)，所述A/D变换装置(A/D)把所有的所述天线信号转换成一个对应的数字CDMA多径信号(S1,S2)；提供了预定数目的搜索单元(S1…SL)；以及选择装置(SEL)根据控制装置(CNTRL)输出的一个应用控制序列来向各个搜索单元(S1…SL)提供所述数字CDMA多径信号(S1,S2)。
8．权利要求7的装置(STU；图6)，其特征在于每个扇区(SECT1…SECT6)包含两个天线(Ant1,Ant2)，所述选择装置(SEL)分别把来自每个扇区(SECT1…SECT6)的已变换数字CDMA多径信号(S1…S2)提供给一个搜索单元(S1…SL)。
9．权利要求7或8的装置(STU；图6、12)，其特征在于扇区(SECT1…SECT6)的数目等于搜索单元(S1…SL)的数目。
10．权利要求7或8的装置(STU；图6、12)，其特征在于扇区(SECT1…SECT6)的数目小于或大于搜索单元(S1…SL)的数目。
11．权利要求1的装置(STU；图8)，其特征在于所述解复用装置(PI-DEMUX)包括一个交换装置(SSW)、所述存储装置(BUF)和一个接收器(SNK)，其中控制装置(CNTRL)根据一个帧时钟控制信号(FFC)来控制所述交换装置(SSW)，以便连续地向所述存储装置(BUF)传送所述已提取的复导频符号和数据符号，并向所述接收器(SNK)传送所述时隙的其他数据符号．
12．权利要求2的装置(STU；图9)，其特征在于所述解扩装置(DESP)包括一个由乘法装置(MM)和积分装置(IM)组成的复相关器(CM)。
13．权利要求12的装置(STU；图9)，其特征在于所述乘法装置(MM)包括第一、第二、第三和第四乘法器(M1,M2,M3,M4)以及第一和第二加法器(ADD1,ADD2)，其中第一乘法器(M1)对每个导频符号的实部(Rx_Re)和所述解扩序列中一个符号的实部(PN-Re)作相乘，所述第二乘法器(M2)对所述导频符号的虚部(Rx_Im)和所述解扩序列中一个符号的实部(PN_Re)作相乘，所述第三乘法器(M3)对每个导频符号的虚部(Rx_Im)和所述解扩序列中所述符号的虚部(PN Im)作相乘，所述第四乘法器(M4)对每个导频符号的实部(Rx_Re)和所述解扩序列中所述符号的虚部(PN_Im)作相乘，所述第一加法器(ADD1)对来自第一和第三乘法器(M1,M3)的输出作相加，所述第二加法器(ADD2)对来自所述第二和所述第四乘法器(M2,M4)的输出作相加，其中所述积分装置(IM)包括第一和第二加法单元(SUM1,SUM2)，它们在预定数目的导频码片(N个导频码片)内分别对来自所述第一和第二加法器(ADD1,ADD2)的输出值进行相加，其中所述第一和第二加法单元(SUM1,SUM2)分别输出所述复解扩导频值的实部和虚部(PSi’,Rx_Re',Rx_Im')。
14．权利要求5的装置(STU；图10、图14)，其特征在于所述路径选择单元(PSU)包括峰值检测/删除装置(PD-RV)，用于在所述功率延迟谱(DPS)中检测预定数目的峰值(MAX1,MAX2,MAXn)，并且至少把所述实数功率延迟谱(DPS)中与所检测峰值对应的那些抽样以及所述最大值左右预定数目的附加抽样置为零或删除；噪声估计装置(NEST)，用于对其峰值抽样及所述附加抽样已被置为零或删除的实数功率延迟谱(DPS)进行平均，以便确定一个有效噪声值；以及路径估计装置(PEST)，用于选择超出一个门限(DPS*×THRS)的已确定峰值的延迟时间(d1’…dN’；dmax1,dmax2,dmaxN)，该门限通过有效噪声值与一个门限系数(THRS)相乘而产生。
15．权利要求8的装置(STU；图10、14)，其特征在于所述路径选择单元(PSU)还包括加法器(ADD)，用于对每个扇区的两个天线(Ant1,Ant2)的第一和第二实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)作相加，其中峰值检测和删除装置(PD-RV)在所述相加后的实数功率延迟谱(DPS')中检测峰值并将其置为零；第一和第二路径检验装置(PVER1,PVER2)，分别用于在所确定的延迟值(dmax1,dmax2,dmaxN)上比较由所述路径估计装置(PEST)确定的乘积门限(DPs*×THRS)与每个天线的所述第一和第二实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)，其中只有第一和第二功率延迟谱中等于或大于该乘积门限的峰值才被检测到。
16．权利要求15的装置(STU；图10)，其特征在于最大值检测装置(MAX)，用于接收来自多个搜索装置(S1…SL)的各路径检验装置(PVER1,PVER2)的候选峰值，每个搜索装置为一个或多个扇区(SECT1…SECT6)服务，该最大值检测装置(MAX)还要对由各搜索装置(S1…SL)的路径检验装置(PVER1,PVER2)输出的预定数目(N)的最大峰值及其延迟值(d1’…dN’)进行降序排列，并确定每个延迟时间(d1’…dN’)的选择信息(s1’…sN’)，该信息指示各延迟时间(d1’…dN’)属于哪个扇区(SECT1…SECT6)。
17．权利要求2的装置(STU；图3、图11)，其特征在于所述每个射频帧(RFn)包括16个时隙，其中要对多个实数功率延迟谱(DPS)作非相干计算。
18．权利要求6和16的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于所述跟踪和控制单元(TRCU)接收所述选择信息值(s1’…sN’)和所述延迟时间(d1’…dN’)，并选择预定数目(P)的延迟时间(d1…dp)和相应的选择信息(s1…sp)。
19．权利要求18的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于对于由所述选择信息(s1’…sN’；s1…sp)指示的当前工作和非工作扇区，所述跟踪和控制单元(TRCU)使用一种预定的扇区扫描规则，以便指挥所述选择装置(SEL)根据所述扇区扫描规则向所述数目的搜索装置(S1…SL)提供来自各个扇区(SECT1…SECT6)的各个天线信号(Ant1,Ant2)。
20．权利要求19的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于所述跟踪和控制单元(TRCU)根据每个射频帧(RFn)的时隙(TSi)数目、总扇区(SECT1…SECT6)数目、搜索装置(S1…SL)数目、工作扇区的预定更新周期(10ms)和由所述选择信息(s1’…sN’；s1…sp)指示的当前工作和非工作扇区数目、对实数功率延迟谱(DPS)进行相干和非相干计算的预定次数、以及非工作扇区的更新周期(SECT1…SECT6)，来确定指示每个射频帧(RFn)的各个时隙(TSi)应扫描哪个扇区的所述扇区扫描规则(图13a,13b)。
21．权利要求19或20的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于所述跟踪和控制单元(TRCU)估计每个工作和非工作扇区中各实数功率延迟谱(DPS)随时间的相互之间的变化，以确定所述移动台(MS)所在的小区扇区(CL)和运动方向。
22．权利要求19或20的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于一旦被扫描的一个扇区状态从工作变为非工作或者反向变化时，所述跟踪和控制单元(TRCU)就要选择一种新的扇区扫描规则。
23．权利要求3的装置(STU；图6)，其特征在于所述多径传播延迟确定装置(STU)与所述CDMA基站(BS)或所述移动台(MS)的RAKE接收机(RR)相连。
24．多径传播延迟确定装置(STU，图6、10)，用于确定在一个CDMA小区(CL)内的多个传播路径(P1、P2)上在CDMA基站(BS)和CDMA移动台(MS)之间的CDMA信号传输的实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)，该小区被划分为预定数目个扇区(SECT1…SECT6)，每个扇区带有两个分集接收天线(Ant1,Ant2)，该装置包括路径选择单元(PSU)，用于根据所述实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)确定所述多径传输中预定数目传播路径(P1,P2)的延迟时间(d1’…dN’)，所述路径选择单元(PSU)包括峰值检测/删除装置(PD-RV)，用于在所述功率延迟谱(DPS)中检测预定数目的峰值(MAX1,MAX2,MAXn)，并且至少把所述实数功率延迟谱(DPS)中与已检测的峰值对应的那些抽样删除或置为零；噪声估计装置(NEST)，用于对其峰值抽样已被置为零或删除的实数功率延迟谱(DPS)进行平均，以确定一个有效噪声值；路径估计装置(PEST)，用于选择超出一个门限(DPS*×THRS)的已确定峰值的延迟时间(d1’…dN’；dmax1,dmax2,dmaxN)，该门限通过有效噪声值与一个门限系数(THRS)相乘产生；加法器(ADD)，用于对每个扇区两个天线(Ant1,Ant2)的第一和第二实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)作相加，其中峰值检测和删除装置(PD-RV)在所述相加后的实数功率延迟谱(DPS’)中检测峰值并将其置为零或删除；第一和第二路径检验装置(PVER1,PVER2)，分别用于在已确定的延迟值(dmax1,dmax2dmaxN)上比较由所述路径估计装置(PEST)确定的乘积门限(DPS*×THRS)与每个天线的所述第一和第二实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)，其中只有第一和第二功率延迟谱中等于或大于该乘积门限的峰值才被检测到。
25．权利要求24的装置(STU；图10)，其特征在于最大值检测装置(MAX)，用于接收来自多个搜索装置(S1…SL)的各路径检验装置(PVER1,PVER2)的候选峰值，每个搜索装置为一个或多个扇区(SECT1…SECT6)服务，最大值检测装置(MAX)还要对各搜索装置(S1…SL)的路径检验装置(PVER1,PVER2)输出的预定数目(N)的最大峰值及其延迟值(d1’…dN’)进行降序排列，并确定每个延迟时间(d1’…dN’)的选择信息(s1’…sN’)，该信息指示各延迟时间(d1’…dN’)属于哪个扇区(SECT1…SECT6)。
26．多径传播延迟确定装置(STU)，用于确定在一个CDMA小区(CL)内的多个传播路径(P1、P2)上在CDMA基站(BS)和CDMA移动台(MS)之间的CDMA信号传输的实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)，该小区被划分为预定数目个扇区(SECT1…SECT6)，每个扇区带有两个接收天线(Ant1,Ant2)，该装置包括多个搜索装置(S1…SL)，用于确定每个扇区多径传输的所述实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)；路径选择单元(PSU)，用于根据所述实数功率延迟谱(DPS1,DPS2)来确定所述多径传输中预定数目的最强传播路径(P1,P2)的延迟时间(d1’…dN’)、以及指示所述延迟时间(d1’…dN’)属于哪个工作扇区(SECT1…SECT6)的相应选择信息(s1’…sN’)；跟踪和控制单元(TRCU)，用于根据所述延迟时间和指示工作和非工作扇区的所述选择信息(s1’…sN’)来确定一种预定的扇区扫描规则(图1 3)，以便指挥选择装置(SEL)在射频帧(RFn)的各个时隙(TSi)中根据具体的定时向所述搜索装置(S1…SL)提供特定的天线信号，并且估计在向搜索装置(S1…SL)提供特定的天线信号时分别获得的实数功率延迟谱(DPS)，以便确定移动台(MS)在CDMA小区内的位置和/或运动方向。
27．权利要求26的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于所述跟踪和控制单元(TRCU)接收所述选择信息值(s1’…sN’)和所述延迟时间(d1’…dN’)，并选择预定数目(P)的延迟时间(d1…dP)和相应的选择信息(s1…sp)。
28．权利要求26或27的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于所述跟踪和控制单元(TRCU)根据每个射频帧(RFn)的时隙(TSi)数目、总扇区(SECT1…SECT6)数目、搜索装置(S1…SL)数目、工作扇区的预定更新周期(10ms)和由所述选择信息(s1’…sN’；s1…sp)指示的当前工作和非工作扇区数目、对实数功率延迟谱(DPS)进行相干和非相干计算的预定次数、以及非工作扇区的更新周期(SECT1…SECT6)，确定指示每个射频帧(RFn)的各个时隙(TSi)应扫描哪个扇区的所述扇区扫描规则(图13a,13b)。
29．权利要求26到28中任意一个的装置(STU；图6、13、15)，其特征在于一旦被扫描的一个扇区状态从工作变为非工作或者反向变化时，所述跟踪和控制单元(TRCU)就要选择一种新的扇区扫描规则。
全文摘要
用于确定在一个CDMA通信系统小区内的一组传播路径上的信号功率延迟谱(DPS)的多径传播延迟确定装置(STU)包括:A/D变换器,用于把接收自至少一个天线(Ant1,Ant2)的CDMA多径信号转换成由连续射频帧组成的信号(S1,S2),该射频帧包括带有复导频符号和数据符号的连续时隙;解复用器,用于从每个射频帧的至少两个连续时隙中提取复导频符号和数据符号,并将其连续存储在存储器中;以及一个搜索器(S1...SL),用于根据所述提取和存储的复导频符号和所述数据符号确定功率延迟谱(DPS)。
文档编号H04B1/707GK1311924SQ99809230
公开日2001年9月5日 申请日期1999年5月17日 优先权日1998年5月29日
发明者G·弗兰克, M·舒利斯特, W·格兰佐夫, A·毛雷尔, B·波波维克 申请人:艾利森电话股份有限公司