一种接收机自动增益控制电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于信号处理技术领域，具体涉及一种接收机自动增益控制电路。
【背景技术】
[0002] 自动增益控制电路是接收机中必不可少的一个重要电路。接收机输入信号通常是 微弱信号，其动态范围很宽，要对输入射频信号进行处理，就要有自动增益控制电路。自动 增益控制电路的作用是对输入的微弱信号进行适当的放大，而对输入的较大信号进行适当 的衰减，将信号适配到合适电平，从而能够进行后续的信号处理。
[0003] 使用模拟型自动增益控制的接收机电路原理框图如图1所示。输入的射频信号，经 可变增益放大器放大后，再经过一个定向耦合器，将前向信号的小部分能量耦合至自动增 益控制电路，而前向信号的主要部分送给信号处理单元，经接收机处理后得到输出信号。耦 合来的前向信号送给射频检波器进行检波，检波输出信号再经放大后与参考电平进行比 较，经误差放大电路反馈给可变增益放大器的控制端，以控制输入信号的放大增益，使输出 信号的峰值或者有效值稳定在一定的范围内。射频可变增益放大器的增益通常是通过控制 PIN二极管的衰减实现的。射频检波器可以设计成有效值检波电路，也可以设计成峰值检波 电路，常用肖特基二极管实现。当参考电平以对数表达时，可以将放大电路设计为对数放大 器，对数形式的误差电平经误差放大单元中的指数放大器放大后，控制线性的可变增益放 大器。可以看出模拟型的自动增益控制电路，使用了一些射频微波元器件，如可变增益放大 器、定向耦合器、检波器等，其成本很高。基于二极管的检波器由于存在非线性、温度漂移等 问题，导致自动增益控制电路稳幅误差较大，在许多模拟接收机中，稳幅输出变化高达3dB ~6dB。另外，检波电路采用模拟方式实现，其时间常数不易调整，很难满足不同类型接收机 的要求。例如，很多雷达、通信接收机采用了突发传输模式，另外采用了各种复杂的调制方 式，信号的峰均比相差极大，这就要求自动增益控制电路的参数变化范围很宽，采用模拟方 式实现困难。
[0004] 随着信息技术的发展，越来越多的接收机采用了全数字实现方式。所谓全数字接 收机，是将接收的射频信号经下混频后转换成中频信号，对中频信号进行采样后转换成数 字中频信号，对信号的解调、分析等都是在数字域上进行的。自动增益控制电路的作用是对 输入的微弱信号进行适当的放大，而对输入的较大信号进行适当的衰减，以使混频产生的 中频信号适配到合适电平，能够进行有效的量化，从而能够进行后续的数字信号处理。使用 数字自动增益控制的中频接收机电路框图如图2所示。混频产生的中频输入信号经过一可 变增益放大器后进行A/D转换，对转换后的中频信号进行数字信号处理，从而得到输出信 号。A/D转换后的数字中频信号同时输出至自动增益控制环路。全数字自动增益控制电路 的原理框图如图3所示，包括可变增益放大器、A/D转换器、数字下混频器、CIC抽取滤波器、 低通滤波器、求模电路、门限比较电路、误差处理电路。采用数字自动增益控制的中频接收 机中只有前端器件使用了射频微波元器件，其成本较采用模拟型自动增益控制的接收机大 大降低。下面说明数字自动增益控制电路工作原理。
[0005] 对于中频输入信号，单一频率正弦信号的数学表达式为：
[0006] s(t) =Acos(23rfit+0) ,(1)
[0007] (1)式中fi为输入信号频率，A为幅度，Θ为相位。
[0008] 若A/D变换器采样时钟满足奈奎斯特抽样定理，采样后的信号形式为：
[0009] s(n) =Acos( ω in+θ)，⑵
[0010] 经正交数字下混频后，两路输出分别为：
[0011]
[0012] 对I支路和Q支路进行低通滤波，滤除高频分量，则两路输出分别为：
[0013]
[0014]对I支路和Q支路求平方和的开方，相当于计算矢量信号I+jQ的幅度，即对复数求 模运算，得到
[0015]
[0016] 由此求得中频输入信号的频谱幅度A，进而得到射频输入信号的频谱幅度。对于有 一定带宽的中频输入信号，该结论同样正确。
[0017] CIC(Cascaded Integrator-Comb Filter:级联积分梳状滤波器)抽取数字滤波器 的典型结构如图4所示，它是由积分器、分频器、微分器构成的。设输入信号时钟为f s，分频 数为R，积分器工作时钟频率为fs，微分器工作时钟频率为fs/R，CIC抽取数字滤波器的输出 信号时钟为f s/R，速度降低了R倍。积分器与微分器的个数相同，记为N，称为滤波器的阶数。 微分器中的延迟单元延迟Μ个时钟周期，一般Μ取1或2XIC滤波器可以看成是一种特殊形式 的低通滤波器，可用于对FIR滤波器的镜像频谱进行抑制。其传输函数为：
[0018]
12345
[0019] CIC抽取滤波器的幅频响应为：
2
[0021] 仕ciutg奴?^τχττΗ、」，ττ舁取人2?必范围是非常重要的，最大动态范围增长出现在 DC频率处。内部位宽Bi_r可以解释为输入位宽Binput与最大动态范围增长之和。具体表达式 为： 3 Binner = Binput+N*l〇g2(RM) , (9) 4 图5是一个CIC抽取滤波器的频响曲线，CIC滤波器参数为N = 4，M=l，R = 7，fc = l/ 8，图中的频率值是以f S/R为单位的。 5 上述的推导中未考虑CIC抽取滤波器的影响，加入CIC抽取滤波器后，可以得到类 似的结果。
[0025] FIR(finite impulse response)滤波器称为有限脉冲响应数字滤波器，具有优良 的频率相位特性，是一种最常用的数字滤波器。其输入输出关系为：
[0026]
[0027]其电路形式如图6所示，a(m)称为滤波器的系数，它决定了滤波器的幅频特性，N称 为滤波器的阶数，阶数越大滤波器的精度越高。FIR数字滤波器的设计方法有窗函数法，频 率采样法，以及各种优化设计方法。在全数字自动增益控制电路中，FIR滤波器设计为低通 滤波器，其参数影响自动增益控制电路的噪声带宽。
[0028]求得中频信号的幅度后，再经门限比较电路、误差处理电路，反馈给可变增益放大 器的控制端，以使中频信号电平在A/D转换器的合适区间内。门限比较电路可以采用双门限 比较电路形式。当中频信号的幅度大于设定的上门限时，控制误差处理电路的输出信号，使 可变增益放大器的增益降低。当中频信号的幅度小于设定的下门限时，控制误差处理电路 的输出信号，使可变增益放大器的增益提高。误差处理电路包含一个编码电路，可以是一个 查找表。对于门限比较电路的输出误差信号，经查表得到可变增益放大器的控制信号。当误 差信号为线性形式，可变增益放大器为对数线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似 于对数误差曲线，当可变增益放大器为线性数控放大器时，查找表中的数值曲线近似于直 线。
[0029] 在很多通信设备与仪器中，需要监测输入信号的频谱，关于的频谱分析采用如下 方式：
[0030] 一个序列X(n)的N点离散傅立叶变换(DFT)为：
[0031]
[0032] X(k)的离散傅立叶逆变换（IDFT)为：
[0033]
[0034] 复数X(k)含有序列x(n)的频谱幅度信息和频谱相位信息。设序列x(n)的取样时钟 频率为fs，则X(k)的频谱分辨率为fs/NdU)中的第一个向量X(0)，含有序列x(n)的DC分量 信息;X(k)中的第二个向量X(l)，含有序列x(n)的f s/N处频谱分量信息;X(k)中的第三个向 量，含有序列x(n)的2fs/N处频谱分量信息;X(k)中的第四个向量，含有序列x(n)的3f s/N处 频谱分量信息;依此类推。
[0035] 工程实践中，x(n)经常为实序列。当x(n)为实序列时，X(k)具有共扼对称性，X(k) 的另外N/2点的值为
[0036] X(N-k)=X*(k)，k=l，2, · · ·，Ν/2-1，（13)
[0037] 即在X(k)的N个向量中，只有前N/2个向量是独立的有效信息，后面的N/2个向量与 前面的N/2个向量有共扼对称关系。因此一个实序列x(n)的N点离散傅立叶变换的有效信息 为：
[0038]
η -Ο：
[0039] X(k)是一个复数序列，可以表示为
[0040] X(k)=a(k)+jb(k)，k = 0，l，· · ·，Ν/2-1，（15)
[0041] 式（15)中a(k)与b(k)分别是一个实数序列。当输入数据x(n)为一个实数序列时，X (k)的实部序列为：
[0042] li-\J
[0043] 当输入数据x(n)为一个实数序列时，X(k)的虚部序列为：
[0044]
[0045] 序列X(k)的模为：
[0046] | X(k) | = | a(k)+jb(k) | = sqrt(a(k)*a(k)+b(k)*b(k))，k = 0，1，· · ·，Ν/2-l，（ 18)