专利名称：带前馈控制的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及诸如荧光灯等放电灯的电子镇流器，而具体地涉及在希望小型尺寸的应用中所用的这些镇流器。
对较小的电子镇流器存在着与目俱增的需求。为了达到这一目的，必须克服各种问题，例如·如果充分地提高镇流器电路的工作频率来达到磁与滤波元件的实质性减小，则功率损失趋向于增加。
·减小滤波部件的尺寸趋向于在电路性能上有负面影响。
本发明的目的是提供放电灯的电子镇流器，它能制造得紧致而基本上不增加成本或不利地影响性能。按照本发明，电子镇流器包括具有可变DC电压的电源、由该DC电压供电的用于产生受控频率上的脉冲的自激振荡转换器、用于将脉冲转换成对放电灯供电的交流电的谐振回路、以及用于响应DC电压的变化实现频率改变的前馈控制电路，谐振回路具有与所述频率成正比改变的电压降。
这种镇流器不需要稳压DC电源并用比通常用来减小整流DC电源的脉动的电容器的尺寸小得多的滤波电容器有效地工作。
美国专利6,072,710中描述了不需要稳压DC电源的用于操作放电灯的自激振荡谐振转换器电路。然而，该电路利用反馈方法。按照本发明，利用了内在地更稳定且具有对DC电源电压的变化更大的校正范围的前馈方法。
下面利用附图更详细地说明本发明。附图中
图1为包含按照本发明的实施例的镇流器的系统的组合框及示意图。
图2为包含按照本发明的示范镇流器的系统的详细电路图。
图3A与3B为说明图2的示范镇流器的操作的波形图。
图1中所示的示范系统包括AC电源S、放电灯L(如荧光灯)及用于可控地从源S传递功率给灯的镇流器。镇流器包含EMI滤波器10、桥式全波整流器DR1、线路滤波电容器Cf、半桥式转换器12、谐振回路14、电流互感器T1、门驱动器电路16及前馈控制电路18。
EMI滤波器10用于将AC电源S与镇流器内生成的干扰信号隔离(如转换器12生成的高频开关信号)。
桥式全波整流器DR1与滤波电容器Cf将来自源S的AC电源转换成具有变化的DC电压Vf的整流但不稳压的DC电源。这一整流器与电容器一起构成DC电源，除了由于前馈控制所提供的脉动补偿而有可能的其简单性及滤波电容器的相对小尺寸之外它是传统的。此外，在用于向要求比简单的桥式全波整流器所能提供的更高DC电压的灯供电的镇流器中，能用相对简单的升压电路代替。
半桥式转换器12(包含串联的晶体管Q1与Q2)与谐振回路14一起工作向灯L供电。转换器在相对于AC源S的频率(如60Hz)的额定高频(如120kHz)上切换并交替地(通过节点N)将谐振回路14连接到电容器Cf(通过晶体管Q1)上的变化的DC电压上，然后到地(通过晶体管Q2)。
谐振回路14将通过晶体管Q1(以DC脉冲形式)提供的功率转换成用于对灯L供电的正弦AC波形。回路14在主要由回路本身中的电感与电容及灯L的阻抗确定的谐振频率上工作。
电流互感器T1感测流过谐振回路的电流并提供表示这一电流的信号Ires给门驱动器电路16的第一输入。响应这一信号，门驱动器将信号作用在晶体管Q1与Q2的门极上以便在与谐振回路14内生成的正弦AC波形相同的频率上实现这两个晶体管的切换。
转换器12、谐振回路14、电流互感器T1及门驱动器电路16如到此为止所描述的集体操作构成自激振荡谐振转换器。美国专利6,072,710中更详细地描述了这一类型的已知转换器。然而，与该专利中所描述的反馈控制相反，控制电路18作用前馈信号到门驱动器16的第二输入上来实现作用在门极上的驱动信号的偏移，借此补偿线路滤波电容器Cf上的整流PC电源电压Vf的变化。这一前馈控制能补偿DC电源电压中的实质上大的变化，而不使谐振转换器上的自激振荡操作不稳定。
在图2中所示的示范电路实施例中，对应的部件用图1中相同的参照标记指示。除了图1中所示的电路元件，与AC电源S串联插入限流电阻器R1以便在初始作用电力时限制通过桥式全波整流器DR1的涌入电流。
EMI滤波器是由用于将高频干扰信号(由半桥式转换器的高频切换生成的)旁路到地的电容器C2及用于阻塞高频干扰信号的通路的电感器L2构成的。
线路滤波电容器Cf减小提供给转换器12的整流AC功率的脉动幅度。由于前馈控制所提供的补偿，能实质性减小这一电容器的尺寸。例如，将具有图2中指定的部件值并具有3.3μf电容器Cf的电路用来供电142伏RMS额定电压上的28瓦T8荧光灯。没有前馈控制，需要22μf电容器Cf来供电相同的灯或者波顶因素会实质性提高。
半桥式转换器12基本上与图1中所示的相同，但进一步包含与各自的晶体管Q1与Q2并联的缓冲电容器C3与C4。这些电容器在晶体管Q1与Q2的断开期间用来减小能量损失，如本技术中周知的。
谐振回路是由电感器L1、与灯L并联的电容器C6及灯本身的电容构成的。电容器C5与灯相比具有非常小的阻抗并主要作为DC阻塞阻抗工作，如本技术中周知的。
该电流互感器包含绕组T1-1、T1-2、T1-3与T1-4。绕组T1-1作为感测流经谐振回路的电流Ires的初级绕组工作。绕组T1-2与T1-3分别与串联的齐纳二极管Dz1-Dz2及Dz3-Dz4的并联的对一起构成门驱动器电路16。这些齐纳二极管对分别用于将绕组T1-2与T1-3生成的电流信号Iz转换成用于驱动晶体管Q1与Q2的电压信号Vz。它们是相反极性的复合信号，各表示感测到的瞬时回路电流Is＝[N1/N]·Ires、互感器磁化电流Imag、及前馈控制电路18生成的控制电流Ic。
各绕组T1-2与T1-3生成(并通过各自的齐纳二极管对)的电流Iz的幅值等于感测到的回路电流Is与磁化电流Imag加控制电流Ic之和之间的差的一半，即Iz＝1/2·[Is-(Img+Ic)]。取决于各绕组T1-2与T1-3中的Iz的瞬时极性，晶体管Q1/Q2之一接通而另一个断开。对于图2中所示的Iz的极性，Q1接通而Q2断开。对于图2中所示的电路，Is(t)＝[N1/N]·Ires(t)，Imag(t)＝[V2/LM]·t，且Ic(t)是由前馈控制电路确定的，其中·N1、N2、N3、N4分别为绕组T1-1、T1-2、T1-3、与T1-4的匝数；·N＝N2＝N3＝N4；及·LM为T1的磁化电感。
前馈控制电路18包含用于驱动绕组T1-4的互补的第一与第二电路。第一绕组驱动器电路包含NPN晶体管Q3、与集电极串联的电阻器R3、与发射极串联的二极管D3、及串联在Q3的基极与节点M之间的二极管D1与电阻器R5的串联组合。第二绕组驱动器电路包含PNP晶体管Q4、与集电极串联的电阻器R4、与发射极串联的二极管D4、及串联在Q3的基极与节点M之间的二极管D2与电阻器R6的串联组合。
控制电路18还包含由电阻器R7与电容器C7(连接在节点N与M之间)的串联组合及电容器C8与电阻器R8(连接在节点M与地之间)的并联组合构成的旁路滤波器。这一旁路滤波器用来将节点N上产生的方波信号(并具有在大约Vr与地之间交变的电压)转换成在节点M上产生的三角形波信号。这一三角形波信号具有与Vf成正比的幅值并在地电位上下基本上对称地变化。第一与第二绕组驱动器电路进行操作在绕组T1-4中产生控制电流Ic，它是具有由节点M上的电压的极性确定的瞬时极性的交变三角形波电流。
图3A与3B示出在图2中所示的示范镇流器的操作期间，对Vf的两个不同值所产生的信号，在各图中·方波信号表示节点N上的电压(当晶体管Q1导通时它基本上等于电压Vf)；·三角形波信号表示磁化电流Imag与控制电流Ic之和；以及·正弦波信号表示通过绕组T1-1的电流Ires。
操作中，前馈控制电路18与门驱动器电路16合作响应DC电压Vf的变化改变转换器12的切换频率。这是通过产生与节点M上的三角形波形信号的幅值成正比变化的通过绕组T1-4的促进驱动电流进行的。注意每当磁化电流Imag与控制电流Ic之和等于感测到的谐振电感器电流Is时转换器晶体管Q1与Q2改变状态。通过绕组T1-4的促进驱动电流趋向于增加磁化电流达到谐振电感器电流的值的速率。转换器的工作频率(并从而通过谐振回路的电流Ires的频率)与通过绕组T1-4的促进驱动电流的量成正比改变。如本技术中熟知的，跨越谐振电感器L1的电压降与频率成正比改变。结果，当转换器12作用在回路14上的电压Vf改变时，谐振电感器通过对Vf的较高值下降较多电压并对Vf的较低值下降较少电压来稳定供给灯L的电压。
通过比较图3A与3B，可看出图2的镇流器分别在示范的DC电压Vf的较高与较低值上的操作。在Vf+的较高值上(参见图3A)，互补晶体管Q3与Q4供给较高值三角形驱动电流给绕组T1-4，得出迅速达到感测到的谐振电感器电流Is+＝[N1/N]·Ires+的电流Ic++Imag+。这导致较高的转换器频率f+及跨越谐振电感器L1的较高电压降。在Vf-的较低值上(参见图3B)，互补晶体管Q3与Q4供给较低值三角形驱动电流到绕组T1-4，得出较不快速地到达感测到的谐振电感器电流Is-＝[N1/N]·Ires-的电流Ic-+Imag-。这导致较低的转换器频率f及跨越谐振电感器L1的较低电压降。
注意图2只表示可用来实现按照本发明的电子镇流器的特定电路的一个示范实施例。例如通过采用集成器件而不是分立的电路部件构成谐振回路可进一步改进镇流器的紧致性，一种特别吸引人的器件是多层压电互感器，诸如在美国专利58344882中所描述的。Ray L.Lin等人描述了利用这种压电互感器的荧光灯镇流器，“线性荧光灯的无电感器压电互感器镇流器”，2000CPHS电力电子讨论会会刊，17-19，2000年9月。
权利要求
1.一种电子镇流器，包括具有变化DC(Vf)电压的电源、由DC电压供电用于产生受控频率上的脉冲的自激振荡转换器(12)、用于将脉冲转换成供电放电灯(L)的交流电的谐振回路(14)、及用于响应DC电压的变化实现频率改变的前馈控制电路(18)，该谐振回路具有与所述频率成正比改变的电压降。
2.如权利要求1的电子镇流器，其中该自激振荡转换器(12)包含交替导通的第一(Q1)与第二(Q2)开关器件，及其中该前馈控制电路(18)耦合在开关器件上用于直接以DC电压的变化实现开关器件的切换速率的改变，该谐振回路包含具有与所述频率成正比变化的电压降的感应阻抗(L1)。
3.如权利要求1或2所述的电子镇流器，其中该谐振回路耦合在转换器上来控制所述工作频率，所述谐振回路包含具有与所述工作频率的变化成正比改变的电压降的感应阻抗(L1)。
4.如权利要求3的镇流器，包括用于响应a.来自谐振回路的表示交流电流的第一信号；以及b.来自前馈控制的表示改变的DC电压的第二信号控制转换器工作频率的耦合在转换器上的驱动器电路(16)。
5.如权利要求4的镇流器，其中a.该自激振荡转换器包含交替地导通的具有各自的第一与第二控制输入的第一(Q1)与第二(Q2)开关器件；
6.一种驱动器电路，包括耦合在第一控制输入端上用于作用表示交流电流与变化的DC电压的复合信号的第一互感器绕组(N2)及耦合在第二控制输入端上用于作用对应的相反极性的复合信号的第二互感器绕组(N3)。
7.如权利要求1的镇流器，其中该谐振回路包括压电互感器。
全文摘要
提供了能从具有变化的DC电压的整流但不稳压的电源紧致地供电放电灯的电子镇流器。该镇流器包含由DC电压供电的用于产生由谐振回路确定的额定工作频率上的脉冲的自激振荡转换器。该谐振回路将脉冲转换成用于供电放电灯的正弦电流并包含与灯串联的用于提供随工作频率改变的电压降的感应阻抗。前馈控制电路耦合在转换器上，用于提供与DC电源电压成正比地改变的电压降。跨越感应阻抗的电压降是基本上与DC电源电压的幅值成正比的。这使得镇流器能稳定提供给放电灯的电压而不必感测灯电压本身。
文档编号H05B41/24GK1397150SQ01804478
公开日2003年2月12日 申请日期2001年12月5日 优先权日2000年12月5日
发明者J·A·萨巴特 申请人:皇家菲利浦电子有限公司