专利名称：具有改进的感性负载非平衡保护的调光器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于控制提供给负载的功率的电路装置，以及具体地，涉及用于控制例如灯光的亮度或电扇的速度的调光器电路。
背景技术：
调光器电路被使用来控制从诸如电力源的电源提供给诸如灯或电动机的负载的功率。这样的电路常常使用被称为相位控制调光的技术。这允许通过改变在给定的周期期间连接负载到电源的开关导通的时间量而控制提供给负载的功率。
例如，如果电源提供的电压可以用正弦波代表，则当连接负载到电源的开关在所有的时间都接通时将最大的功率提供到负载。这样，电源的总的能量传送到负载。如果开关在每个周期(正的和负的)的一部分时间内被关断，则成比例的量的正弦波与负载有效地隔离，因此减小提供给负载的平均能量。例如，如果开关在每个周期中一半接通和关断，则只有一半功率传送到负载。因为这些类型的电路常常被使用于电阻性负载而不是电感性负载，重复接通和关断电源的影响将不是显著的，因为电阻性负载具有对于它的固有的惯性。例如在灯光的情形下，总的效果是平滑的调光作用，导致灯光的亮度的控制。这个技术对于本领域技术人员将是很容易理解的。
以三端双向可控硅开关形式的功率半导体典型地是在相位控制调光应用中的主要的负载控制器件。这样的器件提供相对较低的导通损耗和高的鲁棒性的优点，但它具有对于负载类型的工作敏感性的缺点。
当控制磁饱和负载类型，包括电扇电动机以及特别是基于铁心变压器的低压照明时，会造成非对称的调光器导通。对于这些负载类型，由于负载中存在磁的非对称性，三端双向可控硅开关锁存到导通状态，仅仅发生在半个周期极性。一旦这种条件开始，因为非对称负载阻抗条件变得更恶化，通常它就持续下去。在半周期极性内负载电感的严重减小导致相应的高电平的直流电流分量。这可快速地引起变压器的初级绕组过热。
通常，专栅极使用于电感负载的调光器单元需要使用非常灵敏的三端双向可控硅开关，以减小非对称运行的可能性。灵敏的三端双向可控硅开关相对较不太结实的，所以不适用于通用的调光应用。
所以，本发明的目的是提供用于解决负载非平衡的条件的替换的方法和设备。
发明内容
按照本发明的第一方面，提供用于保护控制电感性负载的调光器电路的保护电路，保护电路包括非平衡检测器，用于检测负载中的非对称运行；以及电路关断装置，用于在检测到非对称运行后使得调光器电路停止工作。
按照本发明的第二方面，提供在控制电感性负载的调光器电路中使用的负载非平衡检测器，包括负载直流分量检测器，检测负载中的直流分量；比较器，用于把由负载直流分量检测器检测的直流分量的幅度与基准电压进行比较；以及信号生成装置，用于如果直流分量超过基准电压以上的预先设置的直流电压阈值，生成电路关断信号。
优选地，负载直流分量检测器检测在正周期中的直流子分量，以及检测在负周期中的直流子分量，以及其中直流分量的所述幅度是这两个直流子分量之间的差值。
优选地，负载直流分量检测器包括第一电阻分压器链，用于检测在正周期中的直流子分量，以及第二电阻分压器链，用于检测在负周期中的直流子分量，以及其中第一链的分压器节电被连接到电容器的第一端和第二链的分压器节电被连接到电容器的第二端，电容器两端的电压提供直流分量的所述幅度。
优选地，比较器包括第一pnp晶体管，其基极连接到所述电容器的所述第一端和其发射极连接到所述电容器的所述第二端，以及第二pnp晶体管，其基极连接到所述电容器的所述第二端和其发射极连接到所述电容器的所述第一端，以及每个各个集电极连接到所述信号生成装置的输入端。
可替换地，非平衡检测器检测在接连的正半周期和负半周期的导通时间间隔之间的差值。优选地，如果在接连的正半周期和负半周期之间的差值超过预置阈值，则非平衡检测器将登记负载非平衡性。
优选地，电路控制装置使得调光器电路关断。
任选地，电路控制装置使得调光器电路减小调光器电路的导通角其中到把直流分量减小到低于预置阈值的程度。
所以本发明消除了对于试图通过使用昂贵的元件减小负载非平衡的可能性的传统的方法的需要。
图1显示本发明的调光器电路的第一实施例；图2显示图1的三端双向可控硅开关控制电路部分的替换的装置；图3显示可被用作为图1和2的电压开关控制电路的电流开关控制电路；图4显示图1的电路的简化方框图；以及图5显示图1的阻抗负载非平衡检测器部分的替换的装置。
具体实施例方式
图1上显示2线的前沿相位控制调光器/电扇速度控制器的优选的电路设计。图1所示的设计的特别有效性在于它是电磁兼容的(EMI兼容性)。这是指由电路生成的电磁干扰量(EMI)。由于电路的高频切换，由调光电路生成的辐射量被很大地调整，以及这样的电路一定不能超过EMI的常规的电平。
图1的电路设计通过对于在每个电源半周期内负载电压的上升速率的有源控制，而控制由电路生成的EMI电平。以IGBT形式的功率半导体被使用于这个功能。IGBT和相关的驱动控制电路被连接到二极管电桥的直流一侧，允许控制电源电压的极性。
一旦IGBT执行所需要的慢的切换功能，功率三端双向可控硅开关被使用来操控负载电流。由于它具有低于IGBT/电桥导通电压的接通状态电压，这减小功耗到最小值。
图1的IGBT电路可被划分成以下的块-低压直流电源轨-电源电压零交叉点检测器-功率上升驱动禁止-控制时序-IGBT栅极驱动用于IGBT控制电路的功率是在IGBT运行开始之前的时间间隔期间在每个半周期中，即，在电源电压出现在调光器时，从电源经由负载得出的。总的电流消耗足够长，允许使用由R1，R2，R4和R5提供的相对较低耗散的电阻链。平滑电容器C9存储在每个半周期的开始时提供的足够的电荷，以便在其余时间间隔内以相对较低的起伏电压提供电路电流。过量的电源电流被具有15伏的标称直流电源轨的电压调整齐纳二极管DZI分流。这个装置提供以上提到的低压直流电源轨。
电源电压零交叉点检测器在负载电流开始后每半个周期复位控制定时电路(下面更详细地描述)。当电源电压在接着的半周期中重新出现在电路时，允许时序再次开始。对于电阻负载，这相应于电源电压零交叉点。然而，对于电感性负载，这相应于电流零交叉点，它的发生迟于电源电压零交叉点。
其发射极连接到直流轨的晶体管Q2，其基极由上述的电源电压降压电阻链驱动。无论何时调光器电路上的电压低于直流轨电压时，集电极把“sync(同步)”拉到高电平。相反，当电源电压出现在调光器电路时，晶体管Q2基极-发射极结被反向偏置，防止集电极上拉。在这个时间期间，电源电流经由基极-发射极并联二极管D4被传递到直流轨。
控制的定时电容器C7的复位由放电晶体管Q12执行，该晶体管Q12由限制电阻R21从Q2的“sync”输出端被驱动。晶体管Q12具有基极-发射极旁路电阻R22和电容C6，以减小关断状态泄漏和增强EFT的抗扰性。
电源接通驱动禁止块的功能是要在电源接通的头几个电源半周期通过临时旁路控制定时电容器C7充电电流，禁止调光器电路的运行。这需要软启动机制能够正确运行，它依赖于建立的直流电压基准起作用。小电容C1，实际上连接到直流轨，提供经由二极管D3的电流，在电源接通电压轨上升时驱放电晶体管Q12。一旦C1在电源接通后变为完全充电，阻塞二极管D3就把C1与Q12驱动电路相隔离。此后，电阻R8用来保持C1为完全充电状态，另外在电源关断时提供放电路径。
控制定时块被使用来为调光器电路提供对于电源电压起伏注入的抗扰性。
在每个电源半周期开始时，定时电容器C7经由电源电源/负载通过限流电阻R6和R7充电。通过电阻R39起源的、由齐纳二极管DZ4确定的基准电压被用作为用于终结定时过程的充电阈值电平。在C7的正端上的电压必须总是达到大于这个基准电平约两个二极管压降的电平，正如串联连接的二极管D5和晶体管Q4确定的，以便发起IGBT运行。在预定的阈值电压，定时电容充电电流分流到晶体管Q4，以便运行IGBT驱动控制级。
控制点火角的调节是通过连接到定时电容器的负端的可变的控制电压源实施的。这个控制电压是通过使用电源调光器控制电位器VR1从齐纳二极管DZ4基准电压得出的。由R28和C13组成的RC滤波器在电源接通时由于零初始电容电压条件，提供软启动特性。滤波的控制电压的缓存是由级联的晶体管Q3到Q15执行，提供低阻抗电源电压。电阻R36旁路晶体管Q15的基极-发射极，以减小泄漏效应。
在最大控制电压下(对于最大调光导通角)，需要的定时电容充电电压是它的最低值。最小需要的定时电容充电电压，除了在电阻R11上的小电压以外，等于一个正向二极管电压降，正如二极管D5确定的。这个电平与齐纳二极管DZ4基准电压的绝对值无关。因此，最小导通角是固有地限制的，基本上与元件参数无关，因此提供电源轨的、保证的足够的电流总是可提供的。电阻R11被包括来进一步限制最大调光器导通角。
PTCI被放置成与VR1串联(在基准电压端)，以便在由于产品过载造成调光器过高温度时提供导通角的自动减小。三端子电位器VR2被放置成与VR1串联(电路公共端)，以便允许通过提升最小控制电压，调节最小导通角。
IGBT栅极驱动控制电路由晶体管Q16、Q17和Q5提供。该电路的行为是不可再触发的单稳态，以及把控制的栅极驱动电流提供到IGBT，得到想要的慢的切换结果。被连接到直流轨的晶体管Q5起到开关的作用，在接通时经由定时电阻1R38供应IGBT栅极电流。被连接到公共端的晶体管Q17起到开关的作用，在关断时快速放电IGBT栅极电荷。
用于输入晶体管Q16的基极驱动电流由Q4从控制定时电路供应。基极-发射极被电阻R27和电容C4旁路，以减小关断状态泄漏和增强EFT抗扰性。当晶体管Q16没有被驱动时，晶体管Q17经由电阻R3、R13、R35和R48被充分偏置，这样，集电极保持IGBT栅极为放电(关断)状态。在这个条件下，晶体管Q5没有被充分偏置成运行。当晶体管Q16被驱动时，电阻R35提供足够的偏置，以运行晶体管Q5，该晶体管经由RC网络R37和C8为晶体管Q16提供临时再生性基极驱动。这导致单稳态工作(约200微秒输出持续时间)。在这个工作条件期间，从晶体管Q17去除偏置。
IGBT串联栅极电流限制电阻R38和并联栅极电容C14的组合在IGBT接通时提供对于EMC控制需要的慢的接通特性。所选择的数值特别适合于所使用的IGBT，在本例中是IBG4 BC20S。
三端双向可控硅开关控制电路被显示于图1在二极管电桥的AC一侧的电路块中。该电路的主要的功能是一旦IGBT完成慢切换EMC发射减小运行，就按每半个周期触发三端双向可控硅开关Q23。基本上对称的电路被使用来在象限1和3提供三端双向可控硅开关栅极驱动脉冲(栅极驱动极性服从电源极性)。
由三端双向可控硅开关控制电路执行的附加功能包括过流保护和调光器过压保护。这两个条件的任一项导致三端双向可控硅开关立即触发。在过流条件期间(例如，白炽启动电流)，三端双向可控硅开关把电流从IGBT分流出。在过压条件期间(例如，电源瞬态)，三端双向可控硅开关并联行动把瞬间电位传送到负载。
三端双向可控硅开关控制电路在IGBT运行开始之前的时间间隔期间在每个半周期中，即，在电源电压出现在调光器时，从电源电源经由负载得到它的功率。平均电流消耗足够长，允许使用由R16，R17，R18和R19组成的相对较低耗散的电阻链。在每个电源半周期期间，由电阻链提供的电流被使用来把电容器10充电到具有由电源电源确定的极性的电压。在电容C10上形成的电压对于每个极性限于约20伏，正如并联齐纳二极管DZ2和DZ3规定的。对于每半周期极性，驱动电路的运行顺序为如下-贮存电容器C10在存在电源电压时被充电。
-在调光器电压由于IGBT运行而降低到约20伏后，启动100微秒延时电路(R24和C3)。
-在延时结束时，把来自电容器C10经由限流电阻R41的电流提供给三端双向可控硅开关Q23栅极。
在正的电源半周期，贮存电容器C10由电源电源通过限流电阻R16、R17、R18和R19经由晶体管Q18的基极-发射极节电被充电到约20伏。当调光器端电压降低到低于阈值的20伏时，晶体管Q6经由限流电阻R24为延时电容器C3提供充电电流。当电容C3上的电压达到约0.6伏时，晶体管Q13运行，它又经由限流电阻R10为输出晶体管Q1提供基极电流。从晶体管Q1的集电极经由电阻R12到晶体管Q13的基极的某些再生反馈加速了切换动作。晶体管Q1的集电极经由转向二极管D7A和栅极电流限制电阻R41驱动三端双向可控硅开关栅极。二极管D7A的作用是在负的电源半周期期间在贮存电容C10充电期间隔离三端双向可控硅开关栅极电路。这是必须的，因为输出晶体管Q1的基极-集电极节电在这个时间间隔被正向偏置。
电容C3具有增强晶体管Q13的EFT抗扰性的附加的作用，而电阻R26减小晶体管泄漏。同样地，电阻R9减小输出晶体管Q1的泄漏，这因此影响C3时序周期。
在负的电源半周期内电路的运行是与以上描述的相同的，但使用镜像的元件组。
利用对于调光电平的隔离的PWM控制的应用需要IGBT(Q22)和三端双向可控硅开关(Q23)连同相关的驱动电路一起被永久地连接到电源电源。这不同于人工控制的双线模块调光器应用，其中总是使用串联电源中断开关用于负载接通/断开控制。
通常，在调光器电路设计中，由于IGBT运行的结果，当调光器终端电压降低到低于阈值电平时开始三端双向可控硅开关点火运行。
对于具有永久的电源电源连接的隔离的控制接口调光器需要对这个运行的方法的修正方案。在这种情形下，必须禁止三端双向可控硅开关触发，否则它会在每个电源半周期的末尾启动。虽然负载实际上是关断状态，但由于非常低的占优势的三端双向可控硅开关导通角和从而低的负载电压，由于这样的三端双向可控硅开关运行造成的最终的线传导的EMC辐射电平是相当大的。
为了解决这种情形，引入附加电路，它区别是由于在调光期间IGBT运行，还是由于在IGBT没有经由隔离的控制接口被驱动时的正常的电源电压波形，形成的电源电压的改变速率。
在调光运行时，三端双向可控硅开关驱动电路通常被禁止，以及仅仅在检测到由于IGBT运行造成的负载终端电压的相对较快速的改变速率后的短的时间间隔内是能够工作的。在负载断开状态条件期间，三端双向可控硅开关驱动电路由于接近于每半周期的末尾时电源电压的相对较慢的降低速率而不能工作。
对于这个附加电路的某些重要的设计考虑是，保持对于电源瞬态和电源起伏控制信号的高的抗扰性。
图2显示如图上所述的图1的三端双向可控硅开关控制电路的修正电路，其中共同的元件相应地示出。
参照图2的、对于一个电源半周期极性的电路运行的说明如下。
箝位晶体管Q300被使用来通过分路用于三端双向可控硅开关点火延时电容器C3的充电电流而禁止三端双向可控硅开关驱动电路运行。滤波电容器C300通常经由电阻性驱动器元件R300和R301以这样的极性从±20V轨进行充电，以便保持箝位晶体管的偏置。
在IGBT，Q22运行期间，最终得到的电桥电压dv/dt产生足够的电流流过小的电源耦合电容C301，快速放电该滤波电容器，以便反向偏置箝位晶体管基极-发射极节电。由于滤波电容器/偏置电阻时间常数，箝位晶体管保持偏置关断足够长的时间，允许三端双向可控硅开关点火延时电容器正常充电。
通过电容和偏置电阻的低通滤波行动，得到对于电源起伏注入的抗扰性。
没有IGBT运行，与电源电压波形有关的相对较低的dv/dt不足以去除滤波电容器上的偏置电压。因此，箝位晶体管继续旁路三端双向可控硅开关点火延时电容器的充电，阻止三端双向可控硅开关运行的可能性。
用于电源耦合电容的串联电阻元件R302提供在电源浪涌/过渡条件下的限流保护。
在箝位晶体管Q300的集电极-发射极结两端需要反向连接二极管D300A，以便防止晶体管在相反的半周期内干扰相关的晶体管Q301的正确的运行。在相反的半周期内，Q300的集电极-基极结变为正向偏置，以及可以发出足够的偏置电流来运行相关的晶体管Q301。并联的二极管D300A工作时，限制集电极电压到仅仅一个正向二极管压降，因此把用于相关的晶体管Q301的基极驱动电压限制到约0伏。
以上的电压驱动三端双向可控硅开关控制电路可以等价地用如图所示的电流驱动三端双向可控硅开关控制电路替代。再次地，一旦IGBT按每半周期地完成慢切换EMC发射减小运行，这个电路的主要的功能就触发三端双向可控硅开关。这个电路基本上是对称的，它被使用来提供在第1和3象限内三端双向可控硅开关栅极驱动脉冲(栅极驱动极性服从电源极性)。
在运行时，电流传感电阻R32被使用来得出用于整个三端双向可控硅开关驱动电路的驱动电位。在达到规定的负载电流阈值后，这对于三端双向可控硅开关栅极要求是足够的，过量的电流被串联连接的二极管D3和D4旁路。形成的传感电压开始充电由电阻R33和电容C9组成的延时网络。一旦定时电路输出电压达到阈值电平，比较器晶体管Q14就经由电阻R35被驱动。这个阈值电平除了晶体管Q14的基极-发射极结电压以外，还由分压器电阻R34和R37的节电处的电压(由起始传感电压发源的)确定。
晶体管Q14的运行导致经由各个基极限流电阻R26和R28同时施加对于晶体管Q10和Q11的基极驱动。晶体管Q11，参照传感电压，进行经由电阻R36驱动晶体管Q15。晶体管Q15的运行通过降低晶体管Q14的发射极电位而减小比较的阈值电压。这个正的反馈处理是再生式加速切换动作。三端双向可控硅开关栅极驱动电流的施加是经由输出晶体管Q10和限流电阻R41。需要电阻R27和R38来防止晶体管Q10、Q11和Q15泄漏的可能的有害的影响。
通过使用镜像的元件组，对于负的电源半周期的电路的运行是与上述的运行相同的。
在IGBT过流条件期间，在电流传感电阻R40两端形成足够的电压，给晶体管Q18加偏置。这又为向上的晶体管Q1提供基极电流驱动，立即运行三端双向可控硅开关，把电流转向成远离IGBT电路。电阻R39把晶体管基极电流驱动限制到在这些条件下的安全的水平。这提供内建的电路保护机制。
在调光器过压电流下，三端双向可控硅开关栅极被串联连接器BZ1和BZ2直接驱动。电容器C10被放置在三端双向可控硅开关栅极-MT1端，以便增强三端双向可控硅开关对于来自电源瞬态的dv/dt触发的抗扰性。
电感L1限制负载电流从IGBT电路到三端双向可控硅开关的过渡的速率在控制线传导EMI辐射电平的量级。对于这个功能所需要的电感量涉及到在三端双向可控硅开关接通状态电压与刚好在三端双向可控硅开关运行之前在IGBT电路上的电压之间的差值。在IGBT电路电流路径中电流传感电阻R32的存在引入附加的电压差，由此影响所需要的电感量。控制线传导的EMI辐射电平的附加装置是经由并联电容C11，它结合L1一起工作，形成二阶低通滤波器。
本电路的具体的优点是三端双向可控硅开关控制电路的能力(它被电压控制还是电流控制)，该控制电路是由IGBT电路直接控制，而不是如在现有的系统中那样，经由第三个集中的控制块控制的。
在电压驱动的驱动电路的情形下，这实际上监视在工作的IGBT的控制下二极管电桥电压，以便确定何时应当发生三端双向可控硅开关点火。对于三端双向可控硅开关栅极驱动所需要的必须的电荷是在IGBT导通开始之前在半周期的时间间隔内从可提供的电源电压积累的。当二极管电桥电压减小到低于最小设置的阈值时，三端双向可控硅开关实际上被点火。这个最小设置阈值由齐纳二极管DZ2和DZ3确定，它在本例中比如说是20伏的最小阈值(对于正的和负的周期)。在二极管电桥上的电压被晶体管Q6和电阻网络R17、R16、R18和R19感知，正如本领域技术人员看到的。最小电压阈值由所使用的元件(在本例中是齐纳二极管DZ2和DZ3)被确定，以及通常被设置为超过IGBT电路的导通电压适当的余量。
在电流驱动的驱动电路的情形下，这实际上监视在工作的IGBT的控制下二极管电桥电流，以便确定何时应当发生三端双向可控硅开关点火。对于三端双向可控硅开关栅极驱动所需要的必须的电流是在半周期中从导致IGBT导通的负载电流得出的。再次地，当二极管电桥电流上升到超过最小阈值时，三端双向可控硅开关被点火，在本例中，该最小阈值由电阻R32设置。
这样，电路配置比起现有技术设计简单得多，它需要分开的集中控制块，监视IGBT电路的电参数，确定相对于这些感知的参数何时应当点火三端双向可控硅开关和提供控制信号到三端双向可控硅开关控制电路。替换地，集中控制块有时根据预置的定时参数，互相独立地提供控制信号到IGBT和三端双向可控硅开关控制电路。
图4上显示用于这个电路装置的简化的方框图，其中单元10代表第一控制电路(IGBT控制)，单元20代表第一开关(IGBT)，单元30代表整流电路(例如，二极管电桥)，和单元40代表第二控制电路(三端双向可控硅开关控制)，它经由整流电路30从第一控制电路10得到它的控制信号。单元50代表第二开关(三端双向可控硅开关)，它由第二控制电路控制，以及单元60代表负载。
实际上，电压驱动三端双向可控硅开关驱动的控制电路优于电流驱动的三端双向可控硅开关控制电路。然而，每个电路具有优点和缺点。电压驱动三端双向可控硅开关控制电路允许EMC滤波器元件的最小尺寸，它导致最高的总的产品效率。然而，电压驱动电路需要电压降元件，从电源得出电源，所以引入本地功耗问题(仅仅在低的导通角设置值时，其中全部总耗散是低的)。再者，当不存在IGBT驱动达到关断状态条件时，需要附加元件来禁止三端双向可控硅开关驱动(在不带有串联人工操作的开关时，仅仅对于应用所需要的)。
相反，电流驱动电路不需要与电源的电源连接，所以，不会遇到本地功耗问题。再者，当没有IGBT驱动达到关断状态时，三端双向可控硅开关驱动是百分之百禁止的(这是在不带有串联人工操作的开关时，仅仅对于应用的优点)。然而，电流驱动电路具有缺点电流传感元件的存在使得更大的EMC滤波器元件是必不可少的，以及可达到较低的总的效率。
另一个电路块提供电路保护，避免可能从IGBT运行引起的过流条件。在这样的条件期间，在电流传感电阻R42上形成足够的电压，给晶体管Q14加偏置。这又为向上的晶体管Q1提供基极电流驱动，立即运行三端双向可控硅开关，在二极管电桥的直流端，把电流转向成远离IGBT电路。电阻R40把晶体管Q14基极电流驱动限制到在这些条件下的安全的水平。
在调光器过压发生时，三端双向可控硅开关栅极经由串联连接的D1与D2和限流电阻R20直接驱动。电容器C11被放置在三端双向可控硅开关栅极-MT1端，以便增强三端双向可控硅开关对于来自电源过渡的dv/dt触发的抗扰性。
在这个调光器设计拓扑中，不必引用电感器来达到需要的RF辐射电平极限值。然而，可能需要相对较小的电感来提供在IGBT过流条件期间对于三端双向可控硅开关的某种程度的di/dt保护。在正常运行时，正好在点火之前在三端双向可控硅开关两端出现的电压约为几伏，取决于实际的负载电流大小。这个电压是IGBT饱和电压和二极管正向电压特性的函数。在这样的低的工作电压电平下，三端双向可控硅开关开关动作比起标准高压三端双向可控硅开关应用是更平缓的。这导致电流从IGBT到三端双向可控硅开关的固有的平滑过渡，具有低的相关的RF辐射电平。然而，添加电感器L1稍微增加与电流从IGBT到三端双向可控硅开关的过渡有关的RF发射分量。这相应于从当IGBT电流降到零时的不连续性引起的、小的引入的电流波。
另外，在其中三端双向可控硅开关自然地关断的每个电源半周期末端，由于负载电流波形式上的不连续性，出现RF发射突发。通过把电容器C15放置在调光器两端，达到对于这个发射的衰减。这个电容器的重要的附加作用是提高整个调光器电路对于EFI的抗扰性。
另一个电路块是感性负载非平衡检测器。电路块的功能是在过分非对称运行下关断调光器控制，这可能是连接到未加载的铁心LV灯光变压器的结果。如果在正的和负的半周期内在调光器两端的平均电压是不相同，则停止调光运行。
可替换地，使得调光器电路减小它的导通角，直至把直流分量减小到低于阈值，造成直流分量本身启动为止。虽然有可能，但这个技术不是优选的，因为它典型地导致在对称与不对称条件之间振荡。
回过来参照图1，由电阻R34、R44、R29与R45、R46和R30组成的两个电阻分压器链被使用来感知分别在电源端和负载端出现的电源电压。当以电桥公共端(负端)为基准时，这些电压代表在调光器两端的电源电压的相反的极性。每个链的分压器节电被连接到电容器C12的相反端，产生正比于半周期电压的差值的差分电压。两个晶体管Q9和Q10被使用来产生公共基准信号，如果差分电压超过约0.6伏的阈值的话。由晶体管Q11和Q20与电阻R32和R34组成的锁存电路具有由非平衡检测器输出驱动的输入。晶体管Q21，被连线成为低泄漏二极管，把在晶体管Q11集电极输出的锁存引导到“同步”，即，驱动定时控制旁路晶体管Q12。
晶体管Q21用作为阻塞二极管，以阻止由零交叉检测器进行的任何锁存运行。在各个晶体管中需要基极-发射极旁路电阻R31和R33，以使得泄漏最小化。同样地，存在有电容C5和C6，以增强锁存电路的EFT抗扰性。另外，电容器C5提供对于来自非平衡检测器输出的任何高频信号分量的抑制。
当运行电感性负载时，调光器电路引用中等敏感的三端双向可控硅开关帮助达到可接受的性能水平，特别是在具有最坏情形负载类型的运行对称性，即低的数值VA，高的感性负载，诸如排气扇电动机。
在正常的调光运行中，IGBT开始运行，接着在固定的延时后点火三端双向可控硅开关。在这个预点火导通延时时间间隔期间，感性负载电流有机会增大幅度。这个延时所以也增加三端双向可控硅开关对于这样的困难的负载成功地运行的能力。
然而，在非常低的导通角下，可能没有足够的负载电流可提供用于可靠的三端双向可控硅开关锁存。在这种情形下，由调光器与非线性负载电感相组合，停止低水平负载直流分量。在这些条件下，由于相对较低的有效值电流幅度，负载没有损坏的危险。如果负载直流分量水平成为过量的，则非平衡检测器的运行将自动关断调光器控制。
通常，电容性输入电子LV变压器由于附加的最终的调光器功耗，一般不适用于前沿相位控制调光器。高的电容器充电电流脉冲增加线传导EMC辐射电平，以及对于电源电压波形可产生重复的高频振铃突发。
图1的调光器电路引用在IGBT导通时间间隔期间可应用的负载过流传感。调光器到这样的电容性负载的连接导致过流机制的停止运行，产生甚至更高的EMC辐射电平。另外，典型地在头几百微秒内存在的高频和幅度振铃电流波形可导致三端双向可控硅开关换向。如果这种情形占优势，非平衡保护器可造成调光器控制关断。对于连接有最大额定负载的电子变压器，这个条件远小于多半出现的情形。
现在参照图5描述用于如上所述的、图1的电感性负载非平衡检测器的另一个电路结构，图5上显示用于图1的IGBT控制的另一个电路装置。非平衡检测过程的总的运行描述如下。被使用来代表导通时间的电容器，从零到由占优势的半周期导通时间间隔确定的水平被重复充电。在这个“导通时间检测”电容上形成的电压被使用来设置在第二电容器上的峰值电压。这个“峰值导通时间”电容器通过恒定的直流电流吸收器被同时放电。最终得到的“峰值导通时间”电容器电压波形包括两个分量，(1)存在直流分量，其幅度正比于半周期导通时间间隔。(2)存在锯齿形式的交流分量，其幅度由固定的参数确定，诸如，电容值、直流电流 的大小和重复频率(2×电源频率)。
如果在交替的极性半周期导通时间间隔内存在足够的差值，则与“峰值导通时间”电容有关的最终得到的交流电压波形具有仅仅以重复频率(电源频率)的一半的两个倍正常的幅度。当条件被检测为稳态时，具有直流阻塞特性的简单的幅度阈值检测器被使用来驱动锁存电路，以禁止调光器运行。
关于所牵涉到的实际的元件的更详细的说明为如下在调光周期的负载导通时间间隔期间，晶体管Q2集电极可以经由限流电阻R203发出电流到“导通时间检测”电容器C201。当调光器回复到非导通状态时，在每个半周期的末尾，二极管D200隔离与电源定时电容器C7的充电有关的任何电流。
晶体管Q200被使用来在每个半周期导通时间间隔的开始复位C201到零伏。用于Q200的相关的脉冲基极驱动由与电阻R201串联的电容器提供。二极管D201结合电阻R200一起提供用于C200的必要的放电路径，为下一个电源半周期事件作准备。电阻R202旁路Q200的基极-发射极，以便在C201充电时间间隔期间减小器件关断状态泄漏。
晶体管Q201被配置成射极跟随器，这样，在其中Q201基极-发射极输入是正向偏置的概略的时间间隔期间，在电容器C202两端的电压必须跟随C201的峰值电压。晶体管Q202结合基极电阻R204、R205和R206一起被配置为用于C202的电流吸收器。
在C202两端的锯齿电压波形经由二极管D202/D203和电容器C203被耦合到“阈值检测”晶体管Q203的基极。串联连接的二极管D203用来提供足够的信号电压降，以使得Q203不在对称的调光器运行条件下(其中输入信号幅度通常是低的)被驱动。电阻R207除了提供用于C203的反向充电路径以外，减小Q203器件关断泄漏。二极管D202也形成用于C203的反向充电路径的一部分。
在非对称调光器运行条件下，Q203以低的占空工作比工作在脉冲模式。包括R208和C204的RC网络被使用来为最终得到的脉冲串提供平均功能。晶体管Q204形成锁存电路的一部分，该锁存电路在C204两端的电压达到临界电平时被触发，该临界电平由分压器电阻R209与R210结合Q204基极-发射极阈值电位被规定的。晶体管Q205结合电阻R211和R212一起形成锁存电路的其余的部分。
在电源电源接通时或在RWM调光器控制驱动器初始驱动时，必须确保锁存电路在多个完整的电源周期内被清除到未锁存的状态。这个功能由包括R213和C205的RC网络执行，C205初始地保持用于Q205的基极驱动电压为小于发射极参考电平的电平。
应当理解，以上内容是参照优选实施例描述的，以及本领域技术人员将会理解，许多变形和修正方案是可能的。
权利要求
1.一种用于保护控制电感性负载的调光器电路的保护电路，该保护电路包括非平衡检测器，用于检测负载中的非对称运行；以及电路控制装置，用于在检测到非对称运行后，使得调光器电路减小负载中的直流分量。
2.一种负载非平衡检测器，包括负载直流分量检测器，用于检测负载中的直流分量；比较器，用于把由负载直流分量检测器检测的直流分量的大小与基准电压进行比较；以及信号生成装置，用于如果直流分量超过高出基准电压的预置的直流电压阈值，则产生电路关断信号。
3.如权利要求2所述的负载非平衡检测器，其中所述负载直流分量检测器检测在正周期内的直流子分量和检测在负周期内的直流子分量，以及其中所述直流分量的大小是各个直流子分量之间的差值。
4.如权利要求3所述的负载非平衡检测器，其中所述负载直流分量检测器包括第一电阻分压器链，用于检测在正周期内的所述直流子分量和用于检测在负周期内的所述直流子分量的第二电阻分压器链，以及其中第一分压器链的分压器节电被连接到电容器的第一端，第二分压器链的分压器节电被连接到电容器的第二端，在电容器两端的电压提供所述直流分量的大小。
5.如权利要求4所述的负载非平衡检测器，其中所述比较器包括第一pnp晶体管，其基极连接到所述电容器的所述第一端，其发射极连接到所述电容器的所述第二端；以及第二pnp晶体管，其基极连接到所述电容器的所述第二端和其发射极连接到所述电容器的所述第一端，以及每个各集电极连接到所述信号生成装置的输入。
6.一种用于权利要求1的保护电路的非平衡检测器，其中非平衡检测器检测接连的正半周期和负半周期的导通时间间隔之间的差值。
7.按照权利要求6的非平衡检测器，其中如果接连的正半周期和负半周期的导通时间间隔之间的差值超过预置的阈值，则非平衡检测器将登记负载非平衡性。
8.按照前述权利要求的任一项的保护电路，其中电路控制装置使得调光器电路关断。
9.按照权利要求1到7的任一项的保护电路，其中电路控制装置使得调光器电路减小调光器电路的导通角到直流分量减小到低于预置阈值的点。
全文摘要
用于保护控制电感性负载的调光器电路的保护电路，包括非平衡检测器，用于检测负载中的非对称运行；和电路控制装置，用于在检测到非对称运行后使得调光器电路减小负载中的直流分量。还公开了负载非平衡检测器，具有负载直流分量检测器、比较器、和信号生成装置，该信号生成装置如果直流分量超过预置的直流阈值，则生成电路关断信号。
文档编号H05B37/02GK1650675SQ03809531
公开日2005年8月3日 申请日期2003年3月25日 优先权日2002年3月25日
发明者詹姆斯·罗伯特·温德森 申请人:奇胜集成系统控股有限公司