相位控制调光器电路的制作方法

本发明涉及一种用于控制到负载的交流(AC)电力的相位控制调光器电路。

特别地，但非唯一地，本发明涉及一种用于控制电容性负载的具有MOSFET(场效应管)开关电路的后沿相位控制调光器电路，电容性负载诸如LED灯的驱动器。

背景技术：

调光器电路通常用于控制到诸如光源的负载的电力，特别是交流(AC)电源电力(mains power)。在一种现有方法中，可以使用相位控制调光来调光光源，由此通过改变在AC的周期期间连接负载到电源电力的开关导通的时间量(即，改变占空时间)来控制提供给负载的电力。具体地，在交流的每半个周期期间将到负载的AC电源切换为导通(ON)和关断(OFF)，并且根据相对于每半个周期的关断时间的导通时间量来提供负载的调光量。

相位控制调光器电路通常操作为后沿或前沿调光器电路，并且这两个电路适合于不同的应用。在前沿电路中，在每半个周期开始时切断电力。在后沿电路中，在每半个周期后部(例如，朝向每半个周期的结束)切断电力。前沿调光器电路通常更好地适于控制到感应负载的电力，诸如小风扇电动机和铁芯低压照明变压器。另一方面，后沿调光器电路通常更好地适于控制到电容性负载的电力，电容性负载诸如用于发光二极管(LED)灯的驱动器。

然而，相位控制调光器电路可以在接通和切断到负载的电力时产生导致电磁干扰(EMI)发射的传导谐波(conducted harmonics)。相应地，现有的示例性相位控制调光器电路已被配置为在开关电路的导通和非导通状态之间产生更平缓的过渡，以使这些EMI发射最小化。例如，在现有的后沿调光器电路中，开关在每半个周期的切断过渡时间增加，使得到负载的电力更加平缓地切断，以减小所产生的引起EMI发射的相关联射频(RF)谐波的幅度，并从而最小化线路传导的EMI发射。在后沿调光器电路中，由于在AC的过零处执行切换接通，所以开关电路的切断提供比接通更大的EMI发射。而且，本领域的技术人员将理解的是，开关的切断是在切断过渡时间上执行的，并且开关的接通是在接通过渡时间上执行的。本领域的技术人员将理解的是，在理想的后沿调光器中，在AC的过零处的接通意指没有相关联的过渡时间。

实际上，具有上述后沿调光器电路的调光器目前已在许多国家销售，其符合电磁兼容性(EMC)和EMI的某些监管标准。尽管如此，上述在增加的切断过渡时间内将到负载的电力逐渐切断导致调光器电路开关器件的附加电力耗散。该附加电力通常由开关器件作为热量而耗散，其可能对采用这种调光器电路的调光器的操作和寿命有害。另外，增加的开关损耗降低了调光器的可实现的最大负载容量。

图1和图2中示出了现有技术的后沿相位控制调光器电路的示例。具体地，图1示出了现有技术的后沿相位控制调光器电路10，其具有用于控制AC电力到负载的输送(例如接通和切断)的开关电路12以及用于控制开关电路12的切换的开关控制电路14。图2示出了另一现有技术的后沿相位控制调光器电路16，其具有用于控制开关电路12的切换的开关控制电路18。图2的开关控制电路18还包括添加用于进一步控制开关电路12的切换的dv/dt反馈电路20。

如图1和图2所示，开关电路12包括开关元件Q4和Q5，其是MOSFET开关器件。具体地，MOSFET Q4和Q5是用于控制输送到负载的电力量的高电压(600V)N沟道MOSFET(例如，FCPF11N60)。MOSFET Q4和Q5被配置为使得它们交替地控制在AC电力的不同极性的半周期内到负载的电力输送。也就是说，MOSFET Q4和Q5在AC的每个周期相应地接通和切断开关电路12，使得负载(例如，用于LED下射灯的驱动器)与每个周期中开关电路12被切断的时间量成比例地调暗。

图1的开关控制电路14和图2的开关控制电路18提供MOSFET Q4和Q5的栅极驱动控制。在这些示例中，开关控制电路14、18利用MOSFET的固有特性“米勒效应”电容来控制切断MOSFET Q4和Q5的总切换时间，即，控制MOSFET Q4和Q5的切断过渡时间。适合于后沿调光器电路的典型的功率MOSFET，像示例性功率MOSFET FCPF11N60，表现出小于最佳漏极-栅极电容对漏极电压特性，这导致由于电容的快速下降在切断过渡上所提供的漏极电流的一些显著的非线性。

本领域技术人员将理解，切断过渡发生在切断例如MOSFET Q4和Q5所需的时间，以下称为“切断过渡时间”。还将理解，在切断过渡期间，在下文中将由例如MOSFET Q4和Q5提供的MOSFET漏极电压的改变称为“切断过渡曲线”。

为了实现低谐波含量和最小化EMI发射，切断过渡曲线的斜率的变化率将在切断过渡期间被最小化。然而，这种方式通常采用比用于电力耗散的最佳整体切断过渡时间更长的时间，如由图1和图2所示的示例性电路所提供的，以确保后沿相位控制调光器电路符合线路传导EMI限制。

图1的示例性开关控制电路14以及图2的开关控制电路18，使用晶体管Q1和Q2来实现MOSFET栅极驱动控制。在所示的示例中，晶体管Q1和Q2是BC856PNP晶体管。在电阻器R1输入端的晶体管Q1基极驱动被拉高，以经由电阻器R2对MOSFET Q4和Q5的MOSFET栅极电容充电，从而保持MOSFET Q4和Q5处于导通状态条件。在图1的示例性电路中，R1是100KΩ电阻器，而R2是1KΩ电阻器。二极管D1和齐纳二极管ZD1用于将MOSFET Q4和Q5导通状态栅极电压钳位在适当的电平，从而获得适当的偏置。在图1和图2的示例中，D1是4148高速二极管，而ZD1是7V5齐纳二极管。在R1输入端的晶体管Q2基极驱动被拉低，以经由电阻器R3使MOSFET栅极电容放电，电阻器R3的值是为了提供MOSFET Q4和Q5的期望的切断过渡时间而选择的。在图1的开关控制电路14中R3被选择为56KΩ电阻器，以便例如提供MOSFET Q4和Q5的所需切断过渡时间，从而符合EMI要求。

使用56KΩ电阻器R3的由图1的开关控制电路14提供的切断过渡时间相对较慢，并且在图4中在分析调光器电路10的操作的示波器的显示器40中示出。如所讨论的，相对慢的切断过渡时间导致高过渡相关的电力耗散。图4的显示器40示出了负载电流42(每分区0.5A)和MOSFET Q4和Q5栅极电压44(每分区2V)。本领域技术人员将理解，负载电流指示当负载具有某些阻抗特性时的开关电路漏极电压。具体地，在该示例中，负载是电阻负载类型(例如，白炽灯)，使得所示的负载电流42指示MOSFET Q4和Q5漏极电压。

在图4中，可以看出，负载电流42(指示漏极电流)通过开关控制电路14在大约75μs的切断过渡时间内从导通状态过渡到关断状态。还可以看出，切断过渡上的负载电流42形成具有非线性斜率的曲线，其指示图1中示例的现有技术电路的调光器电路10的切断过渡曲线。

在图2的示例性电路中，开关控制电路18被配置为通过选择22KΩ电阻器作为R3来减小切断过渡时间。本领域技术人员将理解，可以缩短切断过渡时间以减少与过渡相关的电力耗散，但是这通常需要切断过渡曲线的更尖锐的初始切断和/或更尖锐的最终切断区域，这可能导致引起谐波输出的过度EMI。

作为分析该调光器电路的操作的示波器的显示器46，在图5中指示由具有22KΩ的电阻器R3的开关控制电路14提供的切断过渡。显示器46还示出负载电流48(每分区0.5A)和MOSFET Q4和Q5栅极电压50(每分区2V)。在此处可以看出，负载电流48在大约50μs的相对较短的切断过渡时间上从导通状态过渡到关断状态。再次，负载电流48指示由于针对该示例的电阻性负载而导致的MOSFET Q4和Q5漏极电压。然而，为了实现相对短的切断过渡时间，与具有56KΩ的电阻器R3的开关电路14提供的切断过渡曲线相比，该切断过渡曲线的初始/最终切断区域的所增加的锐度产生过量的EMI谐波输出。

相应地，已经开发了现有技术的调光器电路的现有示例来平滑切断过渡曲线的初始/最终切断区域，以减少引起开关电路的谐波产生的EMI。例如，图2的开关控制电路18具有dv/dt反馈电路20，以尝试平滑切断过渡曲线的初始/最终切断区域，从而减少谐波产生。本领域技术人员将理解，dv/dt是指相对于诸如MOSFET Q4和Q5的开关元件的时间差的电压差。

图2的dv/dt反馈电路20包括基本漏极电压dv/dt反馈机制，以减小由具有22KΩ电阻器R3的开关控制电路18实现的切断过渡曲线的初始/最终切断区域的变化率。然而，图2的dv/dt反馈电路20的附加操作在平滑切断过渡曲线的初始/最终切断区域时增加了切断过渡时间，这导致高相关的调光器电路16的过渡电力耗散。

在分析具有dv/dt反馈电路20的调光器电路16的操作的示波器的显示器52中，图6示出在部署图2的dv/dt反馈电路20之后的示例性切断过渡曲线。具体地，显示器52示出了负载电流54(每分区0.5A)以及MOSFET Q4和Q5栅极电压56(每分区2V)。再次，在该示例中，负载电流48指示MOSFET Q4和Q5漏极电压。然而，可以看出，尽管切断过渡曲线的初始/最终区域以切断过渡曲线的更平缓的斜率的变化率而变得更平滑，但是负载电流42在相对较长的大约125μs的切断过渡时间上从导通状态过渡到关断状态。此外，显示器52示出dv/dt反馈电流58(每分区200μA)，其被馈送到开关电路12的MOSFET Q4和Q5的栅极。

因此，图2的dv/dt反馈电路20仅采用基本漏极电压dv/dt反馈机制，其通过电容器C1返回dv/dt反馈电流，电容器C1的电容超过在电阻器R4两端产生足够电压所需的电容，导致晶体管Q3在将过量的dv/dt反馈电流引导到MOSFET Q4和Q5栅极端子的操作。由于晶体管Q3的配置不提供任何电流增益，因此所调节的dv/dt结果将保持为比由以下等式给出的dv/dt结果更高：

dv/dt(min)＝Vbe(Q3)/(R4×C1)。

在图2的示例中，晶体管Q3也是BC856PNP晶体管，电容器C1是100pF电容器，而电阻器R4是3.3KΩ。参考上述等式，例如，dv/dt(min)＝0.5V/(3.3KΩ×100pF)＝1.5V/μs。因此，在该示例中，dv/dt对应于在340V的半周期瞬时电压的中间处的225μs的过渡时间。

相应地，将图2的dv/dt反馈电路20添加到调光器电路16仍然不能使与过渡电力相关的耗散最小化，该耗散影响采用图2的调光器电路16的调光器的性能和寿命。

技术实现要素：

相应地，在本发明的一个方面，提供了一种用于控制到负载的交流(AC)电力的后沿相位控制调光器电路，电路包括：开关电路，其用于通过在导通状态下向负载传导电力而在关断状态下不向负载传导电力来控制向负载输送AC电力；以及开关控制电路，其用于在AC的每个周期控制开关电路的切断和接通，以控制开关电路的导通和关断状态的切换，其中开关控制电路控制开关电路的切断包括控制开关电路在开关电路的导通状态和关断状态之间的切断过渡，延长达到所选择的切断过渡时间，以及其中开关控制电路还包括用于通过将由开关电路产生的至少一些dv/dt反馈电流返回到开关电路来控制切断过渡曲线的dv/dt反馈电路，切断过渡曲线指示切断过渡的开关电路的漏极电压和所选择的切断过渡时间，由此dv/dt反馈电路被配置为在切断过渡期间控制所述至少一些dv/dt反馈电流，以便减小切断过渡曲线的至少初始区域的变化率，以最小化由开关电路产生的谐波。

如所讨论的，切断过渡曲线指示由开关电路提供的漏极电压波形，其在切断过渡上延长达到所选择的切断过渡时间。此外，本领域技术人员将理解，在从开关电路的切断过渡上的漏极电压的变化不是线性的，并且通常电压的斜率在切断过渡期间的变化率在切断过渡的初始和最终区域中更大。因此，后沿相位控制调光器的切断过渡曲线类似于反向“S”曲线(与与相位控制前沿调光器相关联的接通过渡“S”曲线相反)。

在实施例中，开关电路包括两个MOSFET，以在AC的每半个周期分别控制切断和接通，并且其中开关控制电路提供MOSFET的栅极驱动控制，以控制MOSFET的切断过渡。在其它实施例中，开关电路包括其它开关器件，诸如其它场效应晶体管，以在AC的每半个周期控制切断和接通。

在开关电路包括两个MOSFET的实施例中，切断过渡时间与MOSFET的MOSFET栅极电容的放电时间成比例。本领域技术人员将理解，MOSFET开关使用栅极电压来控制漏极电流。然而，MOSFET具有影响MOSFET的开关时间的输入和输出电容。因此，例如，当切换到关断状态时，MOSFET通过切断过渡而过渡，而MOSFET电容(特别是MOSFET栅极电容)被放电，其在切断过渡时间上发生。

在实施例中，开关控制电路包括晶体管Q2，其被配置为被拉低以使MOSFET栅极电容经由电阻器R3放电，采用所选择的电阻来选择MOSFET栅极电容的放电时间。例如，电阻器R3是22KΩ电阻器，且放电时间为65μs。

在实施例中，dv/dt反馈电路包括晶体管Q3，以便当在开关控制电路中具有所选择的电阻的电阻器R4两端的电压足够时，通过具有所选择的电容的电容器C1将至少一些dv/dt反馈电流引导到MOSFET的栅极，其中至少一些dv/dt反馈电流改变MOSFET栅极电容的放电的变化率，以减小切断过渡曲线的初始区域的变化率。例如，电阻器R4是10KΩ电阻器，而电容器C1是100pF电容器。

此外，dv/dt反馈电路包括与MOSFET的栅极串联的RC网络，使得在切断过渡期间，通过RC网络引导至少一些dv/dt反馈电流。在该实施例中，RC网络包括具有所选择的电容的电容器C2和具有所选择的电阻的电阻器R6，使得随着MOSFET栅极电容在切断过渡期间减小，该至少一些dv/dt反馈电流初始根据电阻器R6和电容器C2上的增加的电压降而上升。此外，该至少一些dv/dt反馈电流上升导致晶体管Q3的饱和，其随后引起施加到MOSFET的栅极的至少一些dv/dt反馈电流的指数衰减。例如，电阻器R6是33KΩ电阻器，而电容器C2是1nF电容器。

优选地，至少一些dv/dt反馈电流还降低切断过渡曲线的最终区域的变化率。更优选地，至少一些dv/dt反馈电流影响切断过渡曲线的初始、中间和最终区域。因此，至少一些dv/dt反馈电流在切断过渡曲线的初始、中间和最终区域上变化，以实现期望的切断过渡曲线(即，漏极电压曲线)。

在另一实施例中，RC网络还包括电阻器R5，以将至少一些dv/dt反馈电流的一部分转移离开电容器C2，以进一步控制切断过渡曲线。例如，电阻器R5是33KΩ电阻器。

在另一方面，提供了一种用于控制到负载的交流(AC)电力的前沿相位控制调光器电路，电路包括：开关电路，其用于通过在导通状态下向负载传导电力而在关断状态下不向负载传导电力来控制向负载输送AC电力；以及开关控制电路，其用于在AC的每个周期控制开关电路的切断和接通，以控制开关电路的导通和关断状态的切换，其中开关控制电路控制开关电路的接通包括控制开关电路在开关电路的关断状态和导通状态之间的接通过渡，延长达到所选择的接通过渡时间，以及其中开关控制电路还包括用于通过将由开关电路产生的至少一些dv/dt反馈电流返回到开关电路来控制接通过渡曲线的dv/dt反馈电路，接通过渡曲线指示接通过渡的开关电路的漏极电压和所选择的接通过渡时间，由此dv/dt反馈电路被配置为在接通过渡期间控制该至少一些dv/dt反馈电流，以便减小接通过渡曲线的变化率，以最小化由开关电路产生的谐波。

附图说明

现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的实施例，其中：

图1示出了现有技术的后沿相位控制调光器电路的示例；

图2示出了现有技术的后沿相位控制调光器电路的另一示例；

图3示出了根据本发明的实施例的后沿相位控制调光器电路；

图4示出了与图1的调光器电路结合使用的示波器的显示器；

图5示出了与现有技术的调光器电路的示例结合使用的示波器的显示器；

图6示出了与图2的调光器电路结合使用的示波器的显示器；以及

图7示出了与图3的调光器电路结合使用的示波器的显示器。

具体实施方式

图3示出了具有开关电路12、开关控制电路24和增强的dv/dt控制电路26的后沿相位控制调光器电路22的实施例。如图1和图2所示的示例性现有技术调光器电路10和16，开关电路12包括开关元件Q4和Q5，其是MOSFET开关器件(例如，高电压(600V)N沟道MOSFET，诸如FCPF11N60)，其被用于控制输送到负载的AC电力的量。如上所述，MOSFET Q4和Q5被配置为使得它们在AC电力的不同极性半周期内交替地控制到负载的电力输送。也就是说，MOSFET Q4和Q5分别在AC的每个周期接通和切断开关电路12，使得负载(例如，用于LED下射灯的驱动器)与每个周期中开关电路12被切断的时间量成比例地调暗并且不向负载传导电力。在本实施例中，负载例如是用于LED灯的驱动器形式的电容性负载。

图3所示的实施例的开关控制电路24同样使用晶体管Q1和Q2实现MOSFET栅极驱动控制，如上所述。这里，晶体管Q1和Q2也是BC856PNP晶体管。在电阻器R1输入端的晶体管Q1基极驱动再次被拉高，以经由电阻器R2对MOSFET Q4和Q5的MOSFET栅极电容进行充电，从而保持MOSFET Q4和Q5处于导通状态条件。在实施例中，R1是100KΩ电阻器，而R2是1KΩ电阻器。二极管D1和齐纳二极管ZD1也被用于将MOSFET Q4和Q5导通状态栅极电压钳位在适当的电平，从而获得适当的偏置。再次，D1是4148高速二极管，而ZD1是7V5齐纳二极管。在R1输入端处的晶体管Q2基极驱动也被拉低，以使得经由电阻器R3对MOSFET栅极电容放电，选择电阻器R3的值以提供开关电路12的MOSFET Q4和Q5的期望的切断过渡时间。这里，为了提供MOSFET Q4和Q5的相对快速的切断过渡时间，选择R3为22KΩ电阻器。

与图2的示例性现有技术电路一样，开关控制电路24被配置为通过选择22KΩ电阻器作为R3来减小切断过渡时间。然而，如在显示现有技术电路的操作的显示器46、52中负载电流48、54的示例性显示所示，选择22KΩ电阻器导致切断过渡曲线的初始/最终切断区域尖锐(即，高变化率)，其可导致产生谐波输出的过度EMI，或切断过渡曲线的初始/最终切断区域较平滑(即，低变化率)但具有长的切断过渡时间。具体地，在图2的示例性现有技术电路中，开关控制电路18包括dv/dt反馈电路20，以尝试平滑切断过渡曲线的初始/最终切断区域，但是其操作导致过长的切断过渡时间，并因此导致调光器电路16的过度电力耗散。图3所示的实施例采用增强的dv/dt控制电路26来平滑切断过渡曲线的初始/最终切断区域，而不过度增加切断过渡时间。

与图2所示的示例性电路一样，通过经由dv/dt控制电路26的C1返回的dv/dt反馈电流的作用，发生对MOSFET Q4和Q5的漏极电压的限制。dv/dt反馈电流超过在电阻器R4两端产生足够电压所需要的电流，导致晶体管Q3在将过量dv/dt反馈电流引导到MOSFET Q4和Q5栅极端子的操作。在图3的实施例中，晶体管Q3是BC856PNP晶体管，电容器C1是100pF电容器，而电阻器R4是10KΩ电阻器。

与图2所示的现有技术电路相比，在图3所示的实施例中为R4(10KΩ)选择相当大的值。因此，可以在切断过渡的早期部分期间施加dv/dt反馈电流，其中dv/dt反馈电流开始的幅度相对低，以便影响在切断过渡曲线的初始区域中的dv/dt反馈电流。也就是说，dv/dt反馈电流超过在R4两端产生足够电压所需的电流，以导致Q3将dv/dt反馈电流的超出部分经由串联RC网络27引导到MOSFET Q4和Q5栅极端子的操作，串联RC网络27包括C2和R6。此外，采用电阻器R5在MOSFET Q4和Q5切断前确定C2的初始电压条件，并且附加地将一部分dv/dt反馈电流从C2转移，以实现切断过渡曲线的初始和最终区域的期望分布，即，切断过渡曲线的初始和最终区域具有减小的变化率。因此，增强的dv/dt控制电路26平滑切断过渡曲线的初始和最终区域，以减少开关电路24产生的引起谐波的EMI。

也就是说，所施加的来自增强的dv/dt控制电路26的dv/dt反馈电流以低电平开始，并且随着MOSFET漏极-栅极电容减小根据dv/dt的上升率的固有增加而上升。所施加的dv/dt反馈电流达到最大值，这归因于R6和C2上的电压降的增加，最终导致Q3的饱和。然而，在Q3饱和之后，C2电压继续增加，导致施加到MOSFET Q4和Q5栅极端子的dv/dt反馈电流的指数衰减；并因此避免延长整个切断过渡时间。相应地，R6和C2的时间常数的选择基于所期望的整体切断过渡时间。这使得能够在切断过渡曲线的初始区域中选择性地调整和平滑MOSFET的漏极电压的变化率，而不会相反地延长整个切断过渡时间。因此，实施例中电阻器和电容器值的选择实现适度的过渡相关的电力耗散，同时维持可接受的EMI谐波输出。例如，在该实施例中，R5是33KΩ电阻器，R6是33KΩ电阻器，而C2是1nF电容器。

在分析调光器电路22的实施例的操作的示波器的显示器60中，图7中指示了采用增强的dv/dt控制电路26之后的切断过渡曲线。具体地，显示器60示出了指示切断过渡曲线的负载电流62(每分区0.5A)、MOSFET Q4和Q5栅极电压64(每分区2V)、dv/dt反馈电流66(每分区60μA)、以及Q3集电极电压68(每分区2V)。这里，可以看出，切断过渡曲线的初始和最终区域比例如图5所示的更平滑，而负载电流42在约为65μs相对短的切断过渡时间内从导通过渡到关断状态。如上所述，本实施例的负载电流62指示MOSFET Q4和Q5漏极电压，并因此指示切断过渡曲线。可以看出，由负载电流62指示的切断过渡曲线在其初始、中间(线性)和最终区域受到dv/dt反馈电流66的影响。此外，从Q3集电极电压68可以看出，当晶体管Q3进入饱和模式时，dv/dt反馈电流66开始指数衰减。

应当理解，这里描述的配置也可存在其它变形和修改，其也在本发明的范围内。