电源转换器电路及其方法与流程

本发明涉及电源转换器电路和转换电源的方法，且特别地，涉及将交流(AC)电源转换为整流的直流(DC)电源的电路和方法。在此描述的本发明主要涉及电源转换器电路和转换电源的方法，其适用于电源供应和发光二极管(LED)驱动器，但不限于这些特定的用途。

背景技术：

在没有一些功率因数矫正装置的情况下，任何将输入交流电源整流成直流电源的电源连接设备的特征为低功率因数和高谐波失真，其中所述高谐波失真将普遍地超过电源连接设备允许的极限。电源单元(PSUs)和照明镇流器通常是开关模式类型，并且经常基于半桥式或全桥式布局(topology)，所述照明镇流器是为高效率、成本敏感的消费者应用而设计的。这些布局特别适合于更高功率、高效率的应用，在所述应用中输入电压和输出电压的比值相对受限。近年来，引入规定来约束从交流电源中得到输入电流的方法，包括功率因数(PF)、峰值因数(CF)和总谐波失真(THD)。遵循更严格规定和减少生产成本的持续压力推动了对开关模式电源控制器设计的创新方法的需求。

各式各样的被动切换的功率因数矫正(PFC)电路已被发明出来，所述电路用电源转换器的开关电源波形来提供了一定程度的PFC，以使产品能以低成本符合法律规定，而这种电路的缺点在于经过输出负载的输出电流具有高纹波含量。然而，在许多应用中，希望经过输出负载的电流大体上是恒定的，且希望其具有低纹波。例如，就LED照明来说，具有低纹波的恒定输出电流具有效率高和寿命长，以及无闪烁的高质量灯光输出的优点。

此种现有电路在专利文件US7911463B2、US20090251065A1、WO2008152565A2,WO2010054454A2、WO2010143944A1和WO9204808A1中得到披露。尽管这些现有电路在从市电电源中得到电源的方法方面具有高功率因数(PF)，但这些电路普遍不能向负载提供既符合规定又具有低纹波的电流。

技术实现要素：

本发明的一个目的是克服或改善现有技术中的至少一个不足，或者提供有益的选择方案。

本发明在第一方面提供了一种电源转换器电路，该电路包括：

电源整流电路，其用于整流交流电源以产生整流的电源；

转换器电路，其用于接收该整流的电源以产生转换的电源；

负载整流电路，其用于整流该转换的电源以产生整流的负载电源以向负载供应负载电流；和

升压电路，其由该负载电流驱动以向整流的电源提供升高的电压。

本发明的第二方面提供了一种转换交流电源的方法，该方法包括：

整流交流电源以产生整流的电源；

转换该整流的电源以产生转换的电源；

整流该转换的电源以产生整流的负载电源以向负载供应负载电流；和

用该负载电流向该整流的电源提供升高的电压。

本发明各种实施例的进一步特征在所附的权利要求书中进行定义。应理解，这些特征可包含在本发明不同实施例的不同组合中。

在本说明书的全部内容(包括权利要求书)中，术语“包括(comprise)”、“包含(comprising)”和其它类似的词语应被理解为囊括性(inclusive)的意思，也就是“包括，但不限于”的意思，且不意味着排他的和穷尽的，除非另有明确声明或上下文另有明确需求。

附图说明

现将参考附图并仅通过实例来描述根据本发明最佳模式的优选实施例，其中：

图1为现有技术的电源转换器电路的示意图；

图2为根据本发明实施例的电源转换器电路的示意图；

图3为根据本发明另一个实施例的电源转换器电路的示意图；

图4为根据本发明进一步实施例的电源转换器电路的示意图；

图5为图2或图3中的电源转换器电路在最优运行时的典型波形；

图6为图2或图3中显示的电源转换器电路在次优运行时的典型波形，所述电路具有低市电电源和/或高输出LED电压；

图7为图2或图3中显示的电源转换器电路在次优运行时的典型波形，所述电路具有高市电电源和/或低输出LED电压；和

图8为通过用于图4中显示的电源转换器电路的第一和第二升压电路在次优运行时形成的典型波形，所述电路具有高市电电源和/或低输出LED电压，本图示出了两个升压电路的分别的功率因数矫正。

具体实施方式

参照附图，本发明实施例提供一种包括电源整流电路2的电源转换器电路1，该整流电路2用于整流交流电源以产生整流的电源。该电源转换器电路1进一步包括转换器电路3，用于接收整流的电源以产生转换的电源。该电源转换器电路1还包括负载整流电路4，用于整流该转换的电源以产生向负载5供应负载电流的整流的负载电源。升压电路6由负载电流驱动以向整流的电源提供升高的电压。该交流电源可由交流电供应源7(如电力网供电)提供。

典型地，整流的电源的波形具有波峰和波谷。通过用升压电路6向该整流的电源提供升高的电压，所得到的波形更平滑且具有更小的波峰和波谷。所得到的波形是整流的电源在升压之前的波形和升高的电压的波形之和。在上述电源转换器电路1中，基本上所有的负载电流都被升压电路6所使用，以提供升高的电压。因此，该电源转换器电路1达到了良好的功率因数，低总谐波失真、负载电流或电压的严格调节、和负载电流或电压的低纹波。

该电源转换器电路1还包括传感电路8。该传感电路8的输入端连接至负载整流电路4的输入端，且传感电路8的输出端连接至升压电路6的输入端。在本实施例中，该传感电路8包括电流传感装置。这适于与负载(如LED)一起使用。特别地，该电流传感装置可以表现为电阻性元件或电阻器R1的形式。在其他实施例中，传感电路8可以包括电压传感装置。这适合应用于当电源转换器电路是为负载提供电压电源的电源或电源转换器的一部分时的情况。

电源转换器电路1包括控制器9。转换器电路3具有一个或多个开关，且控制器控制所述开关。在图中所示的实施例中，转换器电路3是具有两个开关S1和S2的串联谐振半桥式转换器。控制器9的输入端10连接至负载整流电路4的输入端。控制器9的另一个输入端11连接至传感电路8的输出端。

在一个实施例中，如图2最优示出，升压电路6包括连接电源整流电路2两端的第一电容器C3。第二电容器C4连接至电源整流电路2和传感电路8的输出端之间。二极管D5连接至电源整流电路2和转换器电路3之间。输入电容器C2连接在电源整流电路2输入端的两端。

在另一个实施例中，如图3最优示出，升压电路6包括连接至转换器电路3和连接点A之间的第一电容器C3。第二电容器C4连接至传感电路8的输出端和连接点A之间。第一二极管D5连接于转换器电路3和连接点A之间，且与第一电容器C3并联，第一二极管朝向连接点A正向偏置。第二二极管D6连接于连接点A和电源整流电路2之间，且第二二极管朝向电源整流电路正向偏置。输入电容器C2连接于电源整流电路2输出端的两端。

在其它实施例中，电源转换器电路1包括两个或更多的所述升压电路6。例如，图4给出了具有两个图3所示的升压电路6的电源转换器电路1。在这两个升压电路6中，C6等同于C3，C7等同于C4，D7等同于D5，以及D8等同于D6。更多的升压电路6可提供甚至更好的改善的性能，如更好的功率因数、更低的总谐波失真、负载电流或电压更严格的调节、和负载电流或电压更低的纹波。

该电源转换器电路1包括第一馈电线L和第二馈电线N，以从交流电源供应源7中接收交流电源。第一馈电线L连接至电源整流电路2的第一输入端，且第二馈电线N连接至电源整流电路2的第二输入端。供应电容器C1连接于第一和第二馈电线之间，连接至交流电源供应源7的两端。供应电感器L1在供应电容器C1和电源整流电路2的第一输入端之间与第一馈电线L1串联。大容量电容器C5连接于转换器电路3输入端的两端。

在本实施例中，电源整流电路2包括具有四个二极管D1、D2、D3和D4的全桥式整流器。然而，在其它实施例中，电源整流电路2可具有其它的配置。例如，电源整流电路2可包括半桥式整流器。然而，在这种情况下，大多数的电源转换器电路需要被镜射(mirror)。特别地，在一个实施例中，且以图3为参考，C5将被分离为两部分，其中N输入端连接至新分离的C5的中间。D2和D4将被删去。D5、D6、C3、C4则以与它们连接至负极HT-侧同样的形式被添加至HT+侧。

转换器电路3包括两个串联的开关S1和S2。转换器电路3进一步包括逆变电感器L2，其具有的逆变电感器输入端连接于两个开关之间。

在一个实施例中，如图2最优示出，逆变电感器L2的逆变电感器输出端连接至负载整流电路4。在该实施例中的负载整流电路包括具有四个二极管D20、D21、D22和D23的全桥式整流器。

在其它实施例中，如图3和图4最优示出，逆变电感器L2的逆变电感器输出端连接至变压器T1的第一侧，且负载整流电路4连接至变压器T1的第二侧。这样，该负载就从交流电源供应源7中分离出来。在这些实施例中的负载整流电路4包括两个二极管D20和D21。

本领域技术人员应理解到该电路的不同变化皆在本发明的范围内。在实施例中给出的电路元件可以不同的布置或顺序放置，但仍然在本发明的范围内，且仍然提供以上述实施例的原始布置或顺序放置的电路的上述功能。例如，在图3和图4所示的实施例中，逆变电感器L2、变压器T1和电阻器R1是串联的。本领域技术人员应理解到这些元件可以自由地交换位置，但仍然提供与这些元件在交换位置之前的同样功能，且因此仍然在本发明的范围内。

因此，本发明的一些优选实施例基本提供一种具有串联谐振半桥式转换器、一个或多个无源升压电路和控制器的电源转换器电路，所述控制器修正功率因数(PF)，且使输入电流的谐波失真减至最小。

谐振回路由电感器和无源升压电路的电容器串联组合所构成。谐振回路的Q因子部分决定了开关频率的变化，该变化必须为控制器所利用以达到跨越交流电源(如交流电源输入)和输出负载的需求范围的功率因数和谐波失真的必需水平。

在一个实施例中，无源升压电路由两个二极管和至少一个电容组成。流过串联谐振转换器的谐振回路的高比例的(如果不是绝大部分的)电流通过电容器耦合至无源升压电路，其中该电流流过两个二极管的其中一个，具体取决于电流在任意时刻瞬间的极性。在转换器的半个周期间，一个二极管导电，使得电能从交流电源输送到所述的谐振回路。在转换器的第二个半周期间，另一个二极管导电，使得电能从谐振回路输送到大容量电容器。可选择的第二电容器可被用于修正两个二极管的导电次数，因此使得升压行为依赖于该频率和两个电极管间的电位差。

包括电抗元件(L1、C1)的电源滤波器连接于电源端(L、N)和桥式电源整流电路2之间，以抑制与转换器开关频率相关的有害辐射。

在本发明优选的布局中，半桥式电路驱动串联组合的谐振电感器、输出负载和无源升压电路。用这种方法，控制器可以通过检测和调节流过谐振回路的电流来精准地调节输出电流。因此，不需要使用到遥感(如光耦合器这样的设备)，当驱动隔离的负载时，这是其独特的优势。另外，不需要额外的谐振电流回路来提供升压功能，因为负载电流自身可以最小的能量耗损和最小的复杂度来驱动无源升压电路以达到本发明的优势。

例如，对于典型的LED照明应用，其单线输入和输出电压范围相比名义值的变化高达30％，本发明可以仅用单个无源升压电路而达到功率因数＞0.95，且适用的谐波辐射的总谐波失真(THD)＜20％。这种情况下，增加功率因数修正和低谐波辐射的负担和仅需要三个便宜的无源元件(C3、C4、D5)的成本。

本发明还可以采用多个并联运作的无源升压电路，以相比于单个无源升压电路的情况，达到跨越更宽的输入和输出电压范围的良好的功率因数和低谐波失真。例如，需要以双线输入(220V/240V)及输出电压范围为50-100％运行的典型的LED照明应用，如果使用两个无源升压阶段，则可以达到功率因数＞0.95，且适用的谐波辐射的总谐波失真(THD)＜20％。

更具体地就附图而言，图1给出了典型的非独立半桥式驱动器电路，没有用于向输出负载供应经调节的电源的任何功率因数矫正。图2显示了根据本发明的示例性实施例。通过对比可以发现，在两个电路之间的差别仅仅在于添加了三个无源元件C2、C3和D5。

参考图2，电源电压供应器(L、N)连接至包括C1、L1、C2的低通输入滤波器。典型地，低通输入频率带宽将低于电源转换器的开关频率，但高于市电电压的供应频率。滤波器的输出端连接至全波整流桥(D1、D2、D3和D4)的输入端。无源升压电路(D5、C3、C4)由其输入端(通过C4)取电，以在直流大容量电容器C5产生升高的电压。控制器9(U1)交替地驱动半桥式开关S1和S2，以在谐振电感器L2的第一连接产生交变电压，同时第二连接处耦接至整流器的第一输入连接(D20、D21、D22和D23)。整流器(D20、D21、D22和D23)的第一和第二输出连接耦接至输出储存装置C20和输出负载。整流器(D20、D21、D22和D23)的第二输入连接连接至电流传感装置R1的第一连接，同时第二连接连接至升压电路6(C3、C4、D5)的第一连接。升压电路6(C3、C4、D5)的第二连接连接至桥式整流器(D1、D2、D3、D4)的一个输出连接，且升压电路6(C3、C4、D5)的第三连接连接至桥式整流器(D1、D2、D3、D4)的第二输出连接。

可以看到，通过输出负载的电流也经由全桥式输出整流器D20、D21、D22和D23流过R1，因此获得具有极低纹波的高精度直流电流是可行的。

图3给出为隔离的输出配置的本发明的选择性实施例，并示出在不同位置的电容器C3。作为附加的替代实施例，输入(升压)电容器C2可置于整流桥(D1、D2、D3和D4)之后，条件是包括附加的二极管D6以提供必要的升压功能。

图4给出本发明可能的延伸，其中应用需求是为市电输入或输出负载提供更宽的电压范围。在此，图2和图3中描述的电源转换器电路的局限性可通过增加与第一升压电路6并联运作的第二升压电路6得以缓解。该第二升压电路(包括C6、C7、D7和D8)具有不同的元件值，且因此以与第一升压阶段(包括C3、C4、D5和D6)不同的特性运行。

图5显示电路在最优运行时的电流和电压波形图。流过负载的相同的电流，也流过无源升压电路6(由C2、C3和D5产生)，这在大容量电容器C5产生了电压。在此，在升压电容C3两端得到的电压足够大，其能促使升压二极管D5为每个开关周期的一部分进行导电，贯穿线路供应波形的整个周期。当线路电压处于零交点时，通过D5的导电几乎(但不完全)被切断，因此从电源处得到的电流是最大的。因此，升压在此刻是几乎不存在的。然而，在线路电压峰值的周围，D5的导电处于最大值，接近50％，因此使得从线路供应得到的电源最小化。

图6显示了当输入电压减小(假设控制器将输出电压和电流保持在大体相等的程度)时的电流和电压波形图。减小的输入电压导致更低的平均电压，且导致直流大容量电容器C5两端的纹波增加。控制电路减小开关频率以维持负载电流调节，增大流过升压二极管D5的电流，这部分地补偿了体电源电压。然而，更低的体电源电压和增加的纹波意味着当市电电压处于峰值时，体电压下降至低于整流的市电电压。在此刻，桥式整流器D1、D2、D3和D4完全启动，叠加尖脉冲至电流波形。市电电流波形现有大量谐波，使其更不可能遵循谐波辐射标准的法定的要求。

图7显示了当输入电压增大(再次假设控制器将输出电压和电流保持在大体相等的程度)时相反设置的电流和电压波形图。如前面的情况一样，失真的线路电流波形有大量谐波，使其更不可能遵循谐波辐射标准。

图8显示了通过使用如图4所示的两个并联无源增压电路增加图5的波形比例，图7中差的电流波形是如何得到改进的。因此，使用两个或更多的无源升压电路可以在这些条件下改善功率因数和降低谐波失真。

在另一方面，本发明还提供一种转换交流电源的方法。在优选实施例中，该方法包括：整流交流电源以产生整流的电源；转换该整流的电源以产生转换的电源；整流该转换的电源以产生整流的负载电源，用于向负载供应负载电流；和用该负载电流向该整流的电源提供升高的电压。

该方法优选实施例的其它特征已在前面描述，或从前面的描述中显而易见。

本发明达到了良好的功率因数，低总谐波失真、负载电流或电压的严格调节、和负载电流或电压的低纹波。此外，由于仅使用无源元件，因此可以最低的成本获得这些优势。

通常地，本发明提供电源转换器电路和转换电源的方法，以用无源升压技术向负载提供调整的或基本上恒定的直流电流或电压，由此获得高功率因数的输入电压、低纹波的输出电流或电压，和低谐波失真。更具体地，本发明适合用于电源供应器如开关模式电源转换器(SMPC)，包括开关模式电源供应器(SMPS)、转换器、照明镇流器、和无闪烁发光二极管(LED)驱动器。特别地，本发明有益地提供用于控制交流-直流电源转换器功率因数的装置和方法。本发明特别适合用于谐振模式的开关模式电源转换器。

应理解到前述实施例仅仅是示例性的实施例，它们用于描述本发明的原理，且本发明并不局限于此。由本领域技术人员进行的各种变形和修改不脱离本发明的精神和本质，且这些变形和修改也涵盖在本发明的范围之内。因此，尽管已经参照特定实施例描述了本发明，但本领域技术人员应理解，本发明可以许多其它形式呈现。本领域技术人员应理解，各种已描述的例子的特征可被组合成其它的组合。特别地，上述电路布置有许多可能的替换方案，它们用相同的无源方法来获得无源功率因数矫正，这对本领域技术人员是显而易见的。