专利名称：高亮度放电灯点灯装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及高亮度放电灯点灯装置。
背景技术：
近年来，在汽车的前照明等中代替卤灯使用金属卤灯。金属卤灯是HID(高强度放电)灯泡的一种，与卤灯相比较，具有高发光效率，高色温，长寿命的特征。在金属卤灯的发光管内部，封入使钠、钪等多种金属与碘等卤化合的卤金属，以及作为起动气体使用的高压氙、水银。在金属卤灯的发光中，首先在常温下通过作为气体的氙开始放电，如果由氙的电弧放电发光管内部成为高温，则由随着温升蒸发的水银达到电弧放电，进而管内成为高温。随着管内温度的进一步上升，卤化金属蒸发达到电弧放电，可以得到高发光效率而且高色温的发光。另外，水银具有作为氙的放电与卤化金属的放电的连接的作用，而近年来还提供没有封入水银的金属卤灯。
在金属卤灯的点灯装置中，由于在灯泡点灯的温升的各阶段气体中的各物质的密度像这样很大地变化，因此在金属卤灯的点灯装置中，要求持续放电使得没有电子温度降低而停止放电的现象。即，必须跟随所变化的灯泡的负载特性控制放电。这样，在金属卤灯点灯的控制中，具有与一般家庭的照明或者液晶显示器的背景光等中使用的荧光灯(低压水银蒸汽放电灯)的点灯电路不同的特有要求。
作为以往的使用了金属卤灯的车载前照明的点灯电路，例如有专利文献1中记述的放电灯点灯装置。这里，从电路上的特征出发把专利文献1中记述的放电灯点灯装置的电路结构称为「全桥低频点灯方式」。全桥低频点灯方式满足在金属卤灯的点灯满足中的要求，而且能够实现比较小型的低价格点灯装置，然而希望进一步小型化和低价格。
另外，在以往的液晶显示器的背景光中使用的荧光灯的点灯装置中，例如，一般使用如专利文献2记述的点灯装置那样，彻底地实现了装置的小型和低价格的结果，使用推挽方式的DC/AC逆变器把来自直流电源的电压变换为交流波形，用高频点亮灯泡的方法。这里，从电路上的特征出发把专利文献2中记述的点灯装置的电路结构称为「升压高频变换器1阶段方式」。在升压高频变换器1阶段方式中，点灯电路内的电力变换由于用推挽方式的DC/AC逆变器仅从直流向交流进行一次，因此简化了电路结构。进而，通过高频点灯，能够把在装置体积大部分的变压器做得很小，能够实现点灯装置的小型化和低成本。在把该电路方式使用在金属卤灯的点灯装置中的情况下必须满足金属卤灯特有的要求，还没有达到实用。
专利文献1特开2000-352989号公报专利文件2特开平7-211472号公报在上述的全桥低频点灯方式中，由于变压器的小型化与高亮度放电灯的稳定性相对立，因此采用把用于升压的DC/DC变换器与用于把直流电压变换为交流电压的变换器分离，进行多级变换的结构。从而增加了电路的元件数量，成为高亮度放电灯点灯装置的小型和低价格的障碍。
在金属卤灯的点灯装置中，为了引起放电起动期间中的绝缘破坏，需要在灯泡两端发生大约20kV以上的高压脉冲的功能。在全桥低频点灯方式中，通过把DC/DC变换器的输出电压施加到放电起动专用的变压器上，在灯泡上施加高压脉冲。在该高压脉冲的发生电路中，为了防止放电起动专用的变压器的大型化，需要把输入到起动专用的变压器一次侧的电压提高到某种程度。
另一方面，在使用了升压高频变换器1阶段方式的电路中，为了发生放电起动时的高压脉冲，需要加大DC/AC逆变器的变压器的匝比，或者在变压器二次侧输出端新设置升压电路。从而，由于变压器大型化，或者增加元件数，因此具有成为高亮度放电灯点灯装置的小型和低成本的障碍的问题。
另外，在全桥低频点灯装置中，在把金属卤灯点亮很短时间就消弧以后进行再次点灯的情况下，为了防止放电的熄灭在变压器二次侧输出端设置耐压比较高而且容量比较大的放电生成用电容器，为了维持放电起动刚开始后的金属卤灯的放电施加充分的电压。从而，具有成为高亮度放电灯点灯装置的小型和低成本妨碍的问题。
另一方面，在使用了升压高频变换器1阶段方式的电路中，在其电路结构上由于变压器的驱动频率与灯泡的点灯频率相等，因此为了在灯泡上施加放电生长所需要的电压，或者加大变压器的匝比，或者在一次侧的DC电路部分中设置大容量的电容器，需要把该电容器暂时升压。从而，变压器以及电容器大型而且价格高，增加电路元件，因此具有妨碍高亮度放电灯装置的小型和低成本的问题。
发明内容
本发明是为解决以上的课题而产生的，目的在于使用升压高频变换器1阶段方式，得到能够不存在放电起动时的熄灭的正常点灯的小型而且廉价的高亮度放电灯点灯装置。
本发明的高亮度放电灯点灯装置，具备具有至少一个开关元件从而把直流电压变换为交流电压的同时，具有把变换的交流电压升压的变压器的DC/AC逆变器；连接在上述DC/AC逆变器的输出一侧，具有电感元件和第1谐振用电容器的第1谐振电路；连接在上述第1谐振电路上，具有高亮度放电灯，发生用于使上述高亮度放电灯的点灯起动的电压的放电起动用变压器和第2谐振用电容器，与上述第1谐振电路一起对应于放电的各个期间高效地在上述高亮度放电灯上供给上述DC/AC逆变器的输出电压的第2谐振电路。
如果依据本发明，则由于具备在把直流电压变换为交流电压的同时进行升压的DC/AC逆变器，在DC/AC逆变器的变压器二次侧设置了第1谐振电路以及第2谐振电路，因此具有能够使电路小型化的同时，在放电生长期间能够在高亮度放电灯上充分地供给能量，能够实现正常点亮金属卤灯62的装置的小型化的效果。
图1是示出本发明实施形态1的金属卤灯点灯装置100的结构的电路图。
图2说明本发明实施形态1的金属卤灯的点灯控制的顺序。
图3示出DC/AC换流变压器33的二次绕组一侧的传递特性。
图4示出FET31以及FET32的导通占空比与第1谐振电路40的输出电压(第1谐振用电容器42的两端电压)以及金属卤灯62的电压峰值的关系。
图5示出示出FET31以及FET32的驱动频率与第1谐振电路40的输出电压(第1谐振用电容器42的两端电压)以及金属卤灯62的电压峰值的关系。
图6示出实施形态1的多种条件下的金属卤灯62的再点灯概率。
图7示出恒定放电期间中的金属卤灯62的电压以及电流波形的一个例子。
具体实施例方式
以下，说明本发明的实施形态。
实施形态1图1是示出实施形态1的金属卤灯点灯装置100(高亮度放电灯点灯装置)的结构的电路图。如图所示，金属卤灯点灯装置100具备蓄电池等直流电源10，平滑电容器20，DC/AC升压电路30(DC/AC逆变器)，第1谐振电路40，高压脉冲发生器50，第2谐振电路60和点灯控制电路70。
DC/AC升压电路30具备FET(场效应晶体管)31以及FET32(开关元件)，DC/AC换流变压器33(变压器)。FET31以及FET32通过来自点灯控制电路70的脉冲信号输入到栅极交替导通、关断。由此，在DC/AC换流变压器33的一次绕组34中流过的电流变化，在二次绕组35中发生具有直流电流10或者具有平滑电容器20的DC/AC换流变压器33的匝比倍的峰值矩形波电压。
第1谐振电路40由作为DC/AC换流变压器33的漏电感成分的漏电感41和第1谐振用电容器42构成。另外，第1谐振电路40还可以由连接在DC/AC换流变压器33的二次绕组35上的电感元件和第1谐振用电容器42构成。
高压脉冲发生电路50具备电阻51，二极管52，间隙开关升压电容器53，间隙开关54和点火变压器55(放电起动用变压器)。点火变压器55是用于输出为了金属卤灯62的点灯起动而所需要的大约20kV电压的变压器。通过电阻51和二极管52把间隙开关升压电容器53充电。间隙开关升压电容器53的电压如果达到阈值，则间隙开关54导通，间隙开关升压电容器53的电压输入到点火变压器55的一次绕组，在点火变压器55的二次绕组中发生匝比倍的高压脉冲。
第2谐振电路60包括点火变压器55，第2谐振用电容器61，金属卤灯62(高亮度放电灯)。第2谐振电路60在放电起动以后，通过第2谐振用电容器61降低由点火变压器55的电感发生的第2谐振电路60的无效电力，使得易于在金属卤灯62中投入电力。
点火控制电路70是用于根据目的改变点灯电压波形的电路，包括频率确定电路71，电力控制电路72以及起动时刻控制电路73。
其次，说明金属卤灯点灯装置100的动作。
在金属卤灯的点灯时，具有O.放电待机期间，A.放电起动期间，B.过渡放电期间，C.恒定放电期间的4个阶段。以下，对于A.放电起动期间，B.过渡放电期间，C.恒定放电期间的每一个说明其特征。
A.放电起动期间放电待机期间(O)中的金属卤灯62的负载状态与电容器相同，其阻抗是数MΩ左右比较大。该阻抗根据前一次放电结束后经过的时间而其值不同。在前一次的放电结束后，经过充分时间，在管内温度降低到常温附近，管内压力低的状态下，绝缘破坏电压低。这里，把该状态称为冷状态。另一方面，在前一次放电结束以后，没有充分经过时间，在管内温度依然是高温，管内压力依然很高的状态下，绝缘破坏电压比冷状态高。这里把该状态称为热状态。在放电起动期间，需要在金属卤灯62上施加数十kV的高低压使得即使在绝缘破坏电压高的热状态下也可靠地发生绝缘破坏。
B.过渡放电期间过渡放电期间进而分为B-1.放电生长期间和B-2.光束上升期间。这些在时间上不能够明确分割，一体地称为过渡放电期间。一般，放电生长期间是从点灯起动开始，数十微秒到数百微秒之间的期间，光束上升期间是在放电生长期间以后，数毫秒到数十秒左右的期间。
B-1.放电生长期间与在A.放电起动期间中叙述过的绝缘破坏前的情况相同，绝缘破坏后的金属卤灯62的阻抗也依赖于前一次放电结束后的经过时间。如果从冷状态起动放电，则金属卤灯62阻抗从放电起动前的数MΩ急剧地降低到数十Ω以后，随着金属卤灯62的点灯管内温度、压力的上升，上升到恒定状态的数百Ω。反之，如果从热状态起动放电，则由于点灯管内温度是高温，管内压力高，因此金属卤灯62的阻抗经过从数MΩ降低到比恒定状态的阻抗还高的数百Ω以后，逐渐地降低到恒定状态的阻抗这样的过程。
在放电的发展过程中，为了持续放电如果没有投入充分的能量则放电不稳定，发生放电的熄灭。另外，在放电的阴极表面过程中，为了热电子释放也必须投入充分的能量使得能够维持电弧放电。从而在刚破坏绝缘以后，需要投入充分的能量使得不引起放电的熄灭。如上所述，根据金属卤灯62的状态，与管内压力或者温度状态等的变化相吻合，为了使放电不熄灭所需要投入的能量也发生变化。在从冷状态的起动中，其体积过程中的管内气体主要是氙，由于管内压力低因此需要投入的能量也比较少。与此不同，在从热状态的起动中，其体积过程中的管内气体主要是氙以及水银蒸汽，由于管内压力高因此需要投入的能量多。
B-2.光束上升期间在金属卤灯62中，在预定的时间必须得到所希望的光束。为此，需要经过各放电期间后迅速地转移到电离卤化金属的过程。从而，必须在短时间内提供比恒定放电期间的额定电力35W大的电力，例如70W左右，在金属卤灯62中投入充分的能量。这里在热状态和冷状态下灯泡的动作也不同。从而，必须判断是热状态还是冷状态调整所投入的能量。即，热状态时绝缘破坏后的灯泡的阻抗高，在短时间内转移到恒定状态的阻抗，另外，在短时间内达到所希望的光束。从而，在热状态的情况下，如果与冷状态相同的时间投入放电生长用以及光束上升用的能量，则成为过剩的能量投入，使得灯泡的寿命缩短。反之，尽管是冷状态，但是没有在充分时间内提供放电生长用、光束上升用的能量，则产生放电的熄灭，或者直到可以得到所希望的光束的时间加长。
C.恒定放电期间在卤化金属的电弧放电的恒定点灯时，必须把额定电力35W保持为恒定，使得稳定地持续放电。在金属卤灯62中，点灯频率是最重要的因素之一，需要选择不会由于后述的声音共振现象使放电不稳定的频率。
以下，按照上述的4个阶段，说明金属卤灯点亮装置100的动作。
另外，在实施形态1中，只要没有特别限定，在直流电源10中使用车载用的蓄电池，电源电压为12V。另外，DC/AC换流变压器33的匝比为1∶17，DC/AC换流变压器33的漏电感41为0.35mH，第1谐振用电容器42为3nF，点火变压器55的电感为1mH，第2谐振用电容器61为3.5nF。另外，在高压脉冲发生电路中，电阻51为5kΩ，间隙开关升压电容器53为0.1μF，间隙开关54中使用在800V下导通的元件。
图2说明实施形态1的金属卤灯点灯装置100的金属卤灯62的控制顺序。图中的期间A，B-1，B-2，C，O相当于上述的各阶段，示出在各期间中点灯控制电路70控制的FET31，FET32的驱动频率和导通占空比(on duty)。另外，这里所谓FET31以及FET32的导通占空比(on duty)表示在把从点灯控制电路70输出的FET31以及FET32的栅极脉冲信号的1/2周期作为100％的情况下，其中输出FET31以及FET32成为导通的信号的时间比例。
点灯控制电路70在频率确定电路71中确定基本点灯波形的频率，在电力控制电路72中检测电压以及电流，通过改变占空比控制在金属卤灯62中投入的电力。另外，在起动时刻控制电路73中，在放电待机期间使间隙开关动作，在放电成长期间中对于金属卤灯62进行用于供给为了维持放电所需要的能量的控制。
首先，说明放电待机期间(O)中的动作。
如果使金属卤灯62的点灯开关(未图示)导通，则从点灯控制电路70在FET31以及FET32中输入栅极脉冲信号，FET31、FET32反复进行导通、关断切换动作，在DC/AC换流变压器33的二次绕组35中发生电源电压的具有DC/AC换流变压器33匝比倍波高值的矩形波电压。另外，这里FET31以及FET32的驱动频率为了防止DC/AC换流变压器33的大型化，最好是大约100kHz以上。这里，如图2所示驱动频率取为170kHz。
在实施形态1的金属卤灯点灯装置中100中，由于使用在以往技术中关联叙述的升压高频变换器1阶段方式，因此不需要在以往的全桥低频点灯方式中所需要的DC/DC变换器用的高频开关。因此，由于能够使在使用了高频开关时发生的热放热的能力与DC/AC升压电路30的开关元件发生的热放热相当，因此即使提高FET31以及FET32的驱动频率，也能够不新添加放热机构进行动作。
根据FET31以及FET32的动作，如果在DC/AC换流变压器33的二次绕组35中发生峰值大于200V的矩形波电压，则在第1谐振电路40中流过电流，在第1谐振用电容器12的两端发生电压。所发生的电压如图3所示依赖于DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧的传递特性，依赖于FET31以及FET32的驱动频率和金属卤灯62的阻抗。即，可以说这一点依赖于流过第1谐振电路40的电流，从而，第1谐振电路40的输出电压也依赖于FET31以及FET32的导通占空比。
如上所述，放电待机期间的情况下，由于金属卤灯62的阻抗为数MΩ充分大，因此在FET31以及FET32的驱动频率恒定，第1谐振用电容器42的容量恒定的情况下，第1谐振器用电容器42的输出电压仅依赖于FET31以及FET32的导通占空比。
图4示出把FET31以及FET32的驱动频率取为170kHz时的FET31以及FET32的导通占空比和第1谐振电路40的输出电压(第1谐振用电容器42的两端电压)以及金属卤灯62的电压峰值的关系。如图所示，第1谐振电路40的输出和金属卤灯62的电压依赖于FET31以及FET32的导通占空比。
在放电待机期间中，必须把间隙开关升压电容器53充电到间隙开关54接通的电压。
如果在第1谐振用电容器42的两端发生电压，则第1谐振电路40的输出为正，即，图1中在第1谐振用电容器42的上侧为正的情况下，高电压脉冲发生电路50的二极管52导通把间隙开关升压电容器53充电。如果第1谐振单元电路40的输出翻转，输出为负，即图1中第1谐振用电容器42的上侧为负，则二极管成为非导通，不向间隙开关升压电容器53充电。即，间隙开关升压电容器53的电压与第1谐振电路40的输出电压的峰值相等。现在，在把FET31以及FET32的驱动频率设定为上述的DC/AC换流变压器33的二次侧的传递特性成为最大的频率的170kHz的情况下，如图4所示，如果设定导通占空比为60％，则由于能够使第1谐振电路40的输出电压成为800V，因此能够把间隙开关54升压到800V。
另外，在第1谐振电路40的输出为负的情况下，在高压脉冲发生电路50的二极管52中，为了施加达到间隙开关升压电容器53的电压和第1谐振电路40负侧的峰值电压的电压，二极管52的耐压需要预先做成第1谐振电路40的输出电压的峰值的2倍。
进而，由于第1谐振用电容器42耐压降低，因此调整FET31以及FET32的导通占空比使得第1谐振电路40的输出电压不超过800V。这是因为第1谐振用电容器42的耐压规格的上升带来了电容器的大型化。
另外，把间隙开关升压电容器53充电到间隙开关54接通的电压花费的时间根据电阻51与间隙开关升压电容器53的积确定的时间常数和第1谐振电路40的输出频率确定。
其次，说明放电开始期间(A)的动作。
如果间隙开关升压电容器53的电压成为800V，则间隙开关54接通，在点火变压器55的一次绕组上施加800V的电压，在二次绕组中发生匝比倍的电压。这里，设点火变压器55的一次绕组与二次绕组的匝比为6∶200。这种情况下，在二次绕组发生大约30kV的电压，施加在金属卤灯62两端的电极上。该电压由于超过冷状态以及热状态的绝缘破坏电压，因此引起绝缘破坏。
其次，说明过渡放电期间的放电生长期间(B-1)中的金属卤灯点灯装置100的动作。
在金属卤灯62的绝缘破坏以后，FET31以及FET32反复进行通断动作，在金属卤灯62上持续供给电力。如上所述，在绝缘破坏后的放电生长期间中，需要根据金属卤灯62的状态，在金属卤灯62中投入为了放电不熄灭所需要的能量。放电生长期间中的金属卤灯62的阻抗根据金属卤灯62的状态变化，因此装置放电熄灭所需要的能量也变化。
冷状态下绝缘破坏后的金属卤灯62的阻抗由于是数十Ω比较低，因此加入比较低的电压也能够防止金属卤灯62的放电熄灭。与此不同，由于热状态下绝缘破坏后的金属卤灯62的阻抗为数百Ω以上很高，因此如果不在金属卤灯62上施加比较高的电压则不能够防止放电的熄灭。从而，在放电生长期间中施加在金属卤灯62上的电压最好是与热状态下绝缘破坏后施加的电压一致。
在全桥低频点灯方式中，由于在金属卤灯62上供给为了维持放电所需要的能量，因此在DC/DC变换器的二次侧与换流器之间的直流电路部分中设置大容量的电容器，由直流电流把电容器充电了以后，在金属卤灯62上施加直流电压。
但是，实施形态1的金属卤灯点灯装置100使用升压高频变换器1阶段方式，直流电源部分是仅由DC/AC换流变压器33的一次侧前一级的直流电源10和平滑电容器20构成的部分。在该部分中如果与以往方式相同要设置电容器，则由于充电电压低因此要设置容量比以往方式大的电容器。另外，为了在金属卤灯62上施加必要的电压，需要在DC/AC换流变压器33中使用匝比大的变压器，或者添加暂时升压上述电容器的电压的电路，成为装置的小型化和低成本的障碍。因此，在实施形态1中，使用由第1谐振电路40放大DC/AC换流变压器33的输出电压的方式。
这里，作为一个例子，图5示出把热状态下放电起动时的金属卤灯62的阻抗取为500Ω时的FET31以及FET32的驱动频率与第1谐振电路40的输出电压(第1谐振用电容器42的两端电压)以及金属卤灯62的电压的关系。另外，图5中，FET31以及FET32的导通占空比恒定为90％。
如图所示，在把FET31以及FET32的驱动频率取为170kHz时，金属卤灯62的电压成为最大。即，为了在金属卤灯62上施加充分的电压，需要用图3所示的金属卤灯62的阻抗为500Ω时的DC/AC转换器变压器33的二次绕组35一侧的传递特性中增益成为最大的频率驱动FET31以及FET32。
另外，为了在金属卤灯62中投入维持放电的充分的能量，需要使供给到金属卤灯62中的电流量成为最大。为此，FET31以及FET32的导通占空比最好是放电起动后瞬时成为最大占空比。
如果汇总以上各点，则在实施形态1的金属卤灯点灯装置100那样使用了升压高频变换器1阶段方式的电路中，在放电生长期间最好是用DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧的谐振电路的输出成为最大的频率驱动FET31以及FET32，这时的导通占空比成为最大的顺序。
在实施形态1中，为了实现这样的顺序，在放电待机期间中，用DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧的传递函数成为最大的频率170kHz驱动FET31以及FET32，在调整导通占空比放电起动以后，通过保持170kHz的频率不变，瞬时使导通占空比成为最大值的90％进行放电生长。
图6示出使用上述的顺序在很短时间把金属卤灯62点亮以后，根据电源电压以及各种条件汇总了10秒后的再次点灯的概略。另外，电路的各常数与上述相同。
图6中，在相同的特性线上电源电压高指的是第1谐振电路40的输出电压高。如图6所示，在把DC/AC换流变压器33的匝比取为1∶17，FET31以及FET32的导通占空比取为80％的情况下，用电源电压14V几乎可以得到100％的再次点灯性能。对此，在与上述相同的匝比下，把FET31以及FET32的导通占空比取为90％的情况下，用电源电压12V几乎可以得到100％的再次点灯概率。这样，使FET31以及FET32的导通占空比尽可能接近100％能够用较少的变压器匝比可靠地再次点灯。通过减少变压器的匝比能够使变压器小型化。
这里，车载用的金属卤灯62点灯起动时的电压范围从车载用蓄电池的变动出发，成为9V到16V。电源电压9V的情况下，在把变压器匝比取为1∶25，FET31以及FET32的导通占空比取为90％的情况下几乎可以得到100％的再次点灯性能。通过改变图1中的第1谐振电路40以及第2谐振电路60的点火变压器55和第2谐振用电容器61的值，改变第1谐振电路40的输出能够降低上述的变压器匝比。
其次，说明过渡放电期间的光束上升期间中(B-2)中的金属卤灯点灯装置100的动作。
在光束上升期间中，在金属卤灯62为冷状态的情况下，投入比金属卤灯62的额定电力35W大的例如70W的电力，在短时间内上升到所希望的光束。电力的调整通过改变FET31以及FET32的导通占空比进行。在热状态的情况下由于管内温度依然是高温，因此与冷状态相比较该期间短。
这里，说明FET31以及FET32的驱动频率。在放电待机期间，放电起动期间和放电生长期间中，FET31以及FET32的驱动频率不需要确定为特别指定的频率，在各期间中只要能够得到所需要的电压以及电流即可。该频率根据DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧电路的电容器或者电感器等常数而不同。与此不同，在光束上升期间和恒定放电期间中，需要与金属卤灯62特有的性质相一致调整驱动频率。
作为金属卤灯62特有的性质是如果要用数kHz以上的频率点亮金属卤灯62，则将发生放电不稳定或者熄灭的现象。该现象一般称为声音共振现象。关于该声音共振现象的详细情况例如在照明学会杂志，第7卷，第10号，平成5年，p.29-36中有所报告。依据上述的文献，对于由声音共振现象引起的电弧放电的不稳定性的发生机理说明如下。即，在灯泡内沿着相互的反射方向行进的光波之间的振动频率发生接近灯泡具有的固有频率附近的驻波。另外，所谓驻波是支配点灯中的灯泡的水银蒸汽的粗密波的共振。根据驻波在灯泡内发生不均匀的压力分布。在该压力分布中，由于电弧放电使得能量状态成为最低，因此电弧弯曲。发生由声音共振现象引起的放电不稳定的频率根据管内声波变化。换言之，根据管内压力和温度变化。
光束上升期间是过渡放电期间的一部分，其时间从数毫秒到数十秒。该期间中的管内压力以及管内温度根据投入电力以及经过时间发生变化，由于也依赖于金属卤灯62的初始状态因此不能够一意确定。在光束上升期间中如果用恒定频率点亮金属卤灯62，则根据点灯管的状态发生声音共振现象，成为金属卤灯62闪烁或者熄灭的原因。
因此，在光束上升期间中，为了避免由在变化的管内压力和管内温度等下发生的声音共振引起的放电的闪烁或者熄灭，考虑以下两种方法。
第1种是检测金属卤灯62的电压变化，如果金属卤灯62的电压变化增大，则进行设定频率的控制使得其变化减小的方法。
该方法是使用如果发生声音共振现象则弧弯曲，则金属卤灯62的阻抗很大地变化这样众所周知的事实。如果金属卤灯62的阻抗变化，则施加在金属卤灯62上的电压的变化很大。反之，在没有发生声音共振的情况下，金属卤灯62的阻抗稳定，电压的变化小。即，如果预先检测电压的变化，设定频率使得其变化不是很大，则将不发生声音共振现象。
另一种方法是预先计数从前一次放电结束后经过的时间，根据经过的时间设定频率开始放电的方法。
该方法是由于金属卤灯62的管内温度或者管内压力的变化某种程度上依赖于金属卤灯62的初始状态，因此从前一次放电结束后的经过时间和过去的经验值判断金属卤灯62的初始状态，确定在光束上升期间使用的频率。这时，频率在光束上升期间中不一定是恒定，也可以根据过去的经验值设定频率随时间的变化。
其中，上述两种方法都必须根据与DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧传递特性的兼容性调整FET31以及FET32的导通占空比，设定为在规定时间内能够使光束上升的范围内的频率。
其次，说明恒定放电期间(C)中的金属卤灯点灯装置100的动作。
在光束上升了以后进入到恒定放电期间。调整FET31以及FET32的导通占空比，在额定35W恒定下反复放电。35W恒定控制如下进行，即通过把DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧电路的电压和电流取入到图1中的点灯控制电路70，进行现行电力与作为额定电力的35W的比较，把所需要的导通占空比的栅极脉冲信号输出到FET31、FET32中。
在恒定放电期间，为了避免由声音共振现象引起的不稳定放电，用在频率上加入了调制的频率扫描方式的波形点灯驱动。在实施形态1中，用中心频率90kHz，调制频率1kHz，最小频率80kHz，最大频率100kHz的波形点灯驱动。另外，也可以从放电待机期间到点灯结束，连接地用频率扫描波形点灯驱动。
图7示出恒定点灯时的金属卤灯62的电压以及电流波形的一个例子。如图所示，在电亮金属卤灯62的各个期间，通过设置了第1谐振电路40以及第2谐振电路60的2级谐振电路，作为矩形波的DC/AC换流变压器33的输出电压形成为接近正弦波的波形施加到金属卤灯62上。即，2级谐振电路起到电滤波器的作用，供给到金属卤灯62的波形不包括预想以外的高次谐波，能够用预想的频率控制点灯。
如以上所述，如果依据该实施形态1，则使用了由DC/AC升压电路30把来自直流电源10的电压变换为交流波形，用高频点亮金属卤灯62的「升压高频1阶段点灯方式」。即，根据设置在DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧的具有DC/AC换流变压器33的漏电感41和第1谐振用电容器42的第1谐振电路40，能够在放电生长期间向金属卤灯60充分地供给能量，因此简化了电路结构，具有能够实现正常点亮金属卤灯62的装置的小型化和低价格的效果。
另外，在构成第1谐振电路40时，通过使用DC/AC换流变压器33的漏电感41，不需要新添加电感就能够实现电路的小型化和低成本。
另外，通过设置了高频脉冲发送电路50，不需要为了得到在金属卤灯62的点灯起动用的点火变压器55的一次侧线圈上输入的电压而加大DC/AC换流变压器33的匝比，或者在DC/AC升压电路30的二次侧设置新的升压电路，具有能够实现电路的小型和低成本的效果。
另外，如果依据实施形态1，则由于在DC/AC换流变压器33的二次绕组35上仅连接容量比较低的第1谐振用电容器42，就能够在从放电开始到恒定点灯的各期间输出用于维持放电所需要的电压。由此，不需要使用在全桥低频点灯装置中使用的容量比较大的电容器，具有能够实现点亮金属卤灯62的装置的小型化和低价格的效果。
另外，由于点灯控制电路70根据金属卤灯62点灯的各期间的状态控制FET31以及FET32的驱动频率以及导通占空比，因此不需要设置用于输出在放电的各期间所需要的电压的新的电路，能够防止放电的熄灭，维持稳定的放电。
另外，如果依据实施形态1，则通过在DC/AC换流变压器33的二次绕组35一侧的输出电路上设置第1谐振电路40和第2谐振电路60的2级谐振电路，该电路起到电滤波器的作用，把作为矩形波的DC/AC换流变压器33的二次绕组35的电压形成为接近正弦波的电压，作为在各放电期间加入到金属卤灯62上的电压。由此，不需要考虑预想以外的高次谐波，能够用可以预想的频率稳定地控制点灯。
另外，如果依据实施形态1，则在金属卤灯62内的压力以及温度急剧变化的光束上升期间中，通过点灯控制电路70检测金属卤灯62的电压上升，调整FET31以及FET32的驱动频率抑制电压的变动，因此没有由声音共振现象引起的灯泡光闪烁，能够在规定时间内使光束上升。
另外，由于点灯控制电路70计测从前一次点灯结束到下一次点灯开始的经过时间，用与经过时间相对应的频率驱动金属卤灯62，因此能够防止由声音共振现象引起的灯泡光的闪烁，能够在规定时间内使光束上升。
进而，如果依据实施形态1，则通过把在恒定放电期间内加入在金属卤灯62上的电压波形做成频率扫描波形，因此能够没有灯泡光的闪烁，维持稳定的点灯。
权利要求
1.一种高亮度放电灯点灯装置，其特征在于具备具有至少一个开关元件从而把直流电压变换为交流电压的同时，具有把变换了的交流电压升压的变压器的DC/AC逆变器；连接在上述DC/AC逆变器的输出一侧，具有电感元件和第1谐振用电容器的第1谐振电路；连接在上述第1谐振电路上，具有高亮度放电灯、发生用于使上述高亮度放电灯进行点灯起动的电压的放电起动用变压器和第2谐振用电容器，与上述第1谐振电路一起对应于放电的各个期间高效地将上述DC/AC逆变器的输出电压供给上述高亮度放电灯的第2谐振电路。
2.根据权利要求1所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于第1谐振电路作为电感元件使用DC/AC逆变器的变压器的漏电感。
3.根据权利要求1所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于具备高电压脉冲发生电路，该高电压脉冲发生电路具有经过第1谐振电路输入DC/AC逆变器的输出电压从而在放电起动用变压器的一次侧发生电压的间隙开关、以及存储用于使上述间隙开关导通的电压的间隙开关升压电容器。
4.根据权利要求2所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于具备高电压脉冲发生电路，该高电压脉冲发生电路具有经过第1谐振电路输入DC/AC逆变器的输出电压从而在放电起动用变压器的一次侧发生电压的间隙开关、以及存储用于使上述间隙开关导通的电压的间隙开关升压电容器。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于具备控制驱动DC/AC逆变器的开关元件的频率以及占空比以便能够在从高亮度放电灯的放电起动到恒定放电为止的各个期间供给必要的电力的点灯控制电路，在上述高亮度放电灯的放电待机期间，以能够升压至使得在放电起动变压器的一次侧发生电压的间隙开关成为导通的频率以及占空比驱动，在放电生长期间，用上述DC/AC换流器的变压器的二次侧电路的传输效率成为最大的频率以及占空比驱动，在光束上升期间，用能够在规定的时间内使光束稳定上升的频率以及占空比驱动，在恒定放电期间，用能够在上述高亮度放电灯上施加规定电力且使放电稳定持续的频率以及占空比驱动。
6.根据权利要求5所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于点灯控制电路在光束上升期间检测高亮度放电灯的电压变动，控制驱动开关元件的频率以便使其成为抑制上述高亮度放电灯的电压变动、使放电稳定的频率，通过根据频率调整占空比，将光束上升所需要的电力供给上述高亮度放电灯。
7.根据权利要求5所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于点灯控制电路基于前一次高亮度放电灯的点灯结束后经过的时间，在上述高亮度放电灯的点灯之前设定在光束上升期间驱动开关元件的频率和占空比。
8.根据权利要求1所述的高亮度放电灯点灯装置，其特征在于第2谐振电路把上述DC/AC逆变器的输出电压的波形平滑后供给到上述高亮度放电灯。
全文摘要
本发明得到能够没有放电起动时的熄灭，能够正常点灯的小型而且廉价的高亮度放电灯点灯装置，该点灯装置具备根据FET(31)、FET(32)的通断切换动作，DC/AC换流变压器(33)把直流电压变换为交流电压的同时，进行电压的升压的DC/AC升压电路(30)；具有串联连接在上述DC/AC换流变压器(33)的二次绕组(35)上的漏电感(41)和与二次绕组(35)并联连接的第1谐振用电容器(42)的第1谐振电路(40)；具有高亮度放电灯(62)，把用于进行点灯起动的电压输出到金属卤灯(62)上的点火变压器(55)和第2谐振用电容器(61)的第2谐振电路(60)。
文档编号H05B41/38GK1592532SQ200410057950
公开日2005年3月9日 申请日期2004年8月27日 优先权日2003年8月29日
发明者泉喜久夫, 原田茂树, 岩田明彦, 大泽孝 申请人:三菱电机株式会社