专利名称：放电灯照明控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种高强度气体放电(HID)灯驱动电路，尤其涉及一种用于HID灯驱动电路的改善功率因数用功率变换器。
背景技术：
用于HID灯的电子照明控制装置在本领域内是已知的。这种装置的例子包括，例如美国专利第5,942,859号(对应于日本公开专利申请平10-294188和平10-294191)；美国专利第5,962,981号(对应于日本公开专利申请平10-294186和平10-294189)；以及美国专利第5,932,976号。这种现有技术的照明控制装置需要许多大尺寸的元件，这使得难以使制造成本和装置的尺寸最小化。
与这种现有技术的照明控制装置有关的另一个问题涉及当与升压(boost)变换器有关的电容器最初连接到电源时产生的涌流(in-rush current)。具体而言，当放电电容器最初连接到电源时，该电容器的作用类似于短路。因此，产生大的电流(例如涌流)，这会损坏电子元件。为了减少该涌流的发生，这种现有技术的装置通常采用涌流保护装置(例如软启动开关)，当最初将电源连接到照明控制装置时，该保护装置限制在预定时间内通过的电流量。遗憾的是，包括该涌流保护装置进一步提高了电路设计的复杂性，并进一步增加了制造成本和照明控制装置的尺寸。
与现有技术的照明控制装置有关的又一个问题涉及与所使用的开关元件有关的开关损耗。除了传导损耗(conduction loss)之外，以高频率接通/断开的开关元件会损耗大量的功率用于开关。可通过在瞬态下(例如当开关元件接通/断开时)所施加的电流乘以所施加的电压来计算该开关损耗。随着开关频率更高，开关损耗会变得更大。现有技术的装置使用多个在照明状态下以高频率(例如几十kHz)接通/断开的开关元件。因为每个开关元件都具有开关损耗，所以与现有技术的装置有关的开关损耗的总量等于每个开关元件的开关损耗之和，该和是相当大的。由于大的功率损耗和因而导致的低电路效率，因此现有技术的装置不能以实现小型化照明装置所需的高效率进行工作。
注意，在现有技术的照明控制装置例如美国专利第6,426,597号中，与极性反转电路有关的开关元件在非照明状态(例如点亮)和照明状态下均以高频率接通和断开。如上所述，开关损耗与该开关元件工作的频率有关。
这种大的开关损耗会导致现有技术的照明控制装置的另一缺点。即，与现有技术的开关元件有关的大的开关损耗会转变成热量。必须将照明控制装置的每个元件的温度维持在低于某个预定的临界温度水平。然而，当开关损耗大时，功率损耗也大。所损失的功率(作为热量排出)会增加(升高)该照明控制装置中的元件的温度。虽然可以安装散热器来散热，但是包含散热器会进一步提高制造成本，并增加该装置的物理尺寸。
发明内容
考虑到上述问题，本发明涉及一种用于HID灯的小型、低成本的照明控制电路，该电路无需涌流保护装置来防止当最初将电源施加到该照明控制装置时的涌流状态。此外，在照明状态下，仅有与本发明的照明控制装置的改善功率因数用功率变换器有关的开关元件以高频率工作。因此，与现有技术的照明控制装置相比，本发明表现出更低的开关损耗，导致照明控制装置的效率提高，并无需使用大的散热器来散热。
根据本发明的放电灯照明控制装置包括DC(直流)电源转换器、改善功率因数用功率变换器(PFIPC)、极性反转电路、启动电路、和控制器。该DC功率变换器用来将AC(交流)电源转换成整流电压。该PFIPC包括开关器件、功率因数改善器、和功率变换器。该功率因数改善器用来通过在第一电感器件中存储能量并通过从第二电感器件释放能量来使整流电压平滑，其中两个电感器件磁连接。通过接通和断开开关器件进行存储和释放。功率变换器产生预定的DC电压，预定的DC电压是通过第三电感器件响应于开关器件的接通和断开而存储和释放的能量从平滑电压转换而来的。极性反转电路用来将预定的DC电压转换成施加给灯的方波AC电压，同时启动电路使用极性反转电路的输出作为电源，通过对灯施加高电压脉冲来点亮该灯。控制器用来控制PFIPC和极性反转电路。
本发明的功率因数改善器还包括第一电容器件，该第一电容器件可使从AC电源转换而来的整流电压平滑。功率变换器还包括能够使灯稳定照明的第二电容器件。当开关器件接通时，功率因数改善器在第一电感器件中存储电能。当开关器件断开时，利用存储在第一电感器件中的电能通过第二电感器件对第一电容器件充电本发明的功率变换器还包括第三电感器件，该第三电感器件当开关器件接通时利用存储在第一电容器件中的能量来存储电能，当开关器件断开时利用存储在第三电感器件中的能量对第二电容器件充电。
根据本发明，功率因数改善器包括第一电感器件、第一二极管、和电路。第一电感器件的第一端与输入电源的正极侧电连接。第一二极管的阴极与第一电感器件剩余的一端电连接。电路包括第二电感器件，其第一端与第一二极管的阳极电连接，第二电感器件与第一电感器件磁耦合；第二二极管，其阴极与第二电感器件剩余的一端电连接；以及第一电容器件，与由第二电感器件和第二二极管形成的串联电路并联电连接。
本发明的功率变换器包括第三二极管，其阳极与第二二极管的阳极电连接；第二电容器件，其第一端与第三二极管的阴极电连接；以及第三电感器件，其电连接在第二电容器件剩余的一端与第三二极管的阳极之间，其中第二电容器件与第三电感器件的结点与输入电源的负极侧电连接。在第一电感器件与第一二极管的结点和输入电源的负极侧之间提供本发明的开关器件。注意，可以提供第四二极管，其阴极与第一二极管和第一电容器件的结点电连接，第四二极管的阳极与输入电源的负极侧电连接。
根据本发明，开关器件包括单个开关元件。开关器件可以包括第一开关元件和第二开关元件。这时，第一开关元件与第一电感器件电连接，第二开关元件与第二电感器件电连接。第一开关元件和第二开关元件由控制器同时接通和断开。
控制本发明的开关器件的接通和断开，以便与第一电感器件有关的第一电流具有该第一电流等于零的第一时间段，且与第二电感器件有关的第二电流具有该第二电流值等于零的第二时间段。第一时间段的至少一部分和第二时间段的至少一部分重叠。
可以进一步对开关器件的接通和断开进行控制，以便与第三电感器件有关的第三电流具有该第三电流值等于零的第三时间段。此外，可以以固定频率来切换开关器件，以便根据PFIPC的输出电压和输出电流来控制占空比。特别地，可以在AC电源的至少半个周期内维持开关器件的接通时间基本恒定。
控制本发明的PFIPC以便当灯未被点亮时以预定值输出恒定电压。当灯被点亮时，将PFIPC的输出控制为当输出电压低于该预定值时以某个值输出恒定电流、或者当输出电压高于该预定值时以所选择的值输出恒定功率。
当在灯的照明状态下输出电压低于预定值时，可以降低本发明的开关器件的开关频率，以便与第一电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第一时间段，并且与第二电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第二时间段。第一时间段的至少一部分和第二时间段的至少一部分重叠。
还可以对本发明的开关装置进行控制，以便对开关器件的接通和断开进行控制，从而使与第三电感器件有关的电流为不具有电流值等于零的时间段的连续电流。通过以固定频率切换开关器件，根据PFIPC的输出电压和输出电流来控制开关器件的占空比。
本发明的启动电路的输出包括当极性反转电路对电感-电容串联谐振电路施加振幅为PFIPC的输出电压的方波AC电压时得到的谐振升压。
根据本发明的放电灯照明控制装置包括改善功率因数用功率变换器，其包括用来产生预定的DC电压的开关器件；极性反转电路，其具有多个开关元件，接通/断开这些开关元件以控制灯的工作；启动电路，用来点亮灯；以及控制器，其控制开关器件和多个开关元件。根据本发明，当灯工作在照明状态时，只有改善功率因数用功率变换器的开关器件以高频率工作。
根据本发明的放电灯照明控制装置的改善功率因数用功率变换器包括开关器件；功率因数改善器；以及功率变换器。通过在第一电感器件中存储能量并通过从第二电感器件释放能量来使DC电压平滑，第二电感器件与第一电感器件磁耦合。通过调节开关器件的接通时间来进行DC电压的存储和释放。功率变换器产生预定的DC输出电压，该预定的DC输出电压是通过第三电感器件响应于开关器件的接通时间而存储和释放的能量从平滑电压转换而来的。
通过以下结合附图对作为非限制性的例子的优选实施例的详细说明，本发明的前述和其它目的、特征和优点是显而易见的，其中，相同的附图标记在全部附图中表示相同的部分。其中图1示出根据本发明的HID照明控制装置的框图；图2示出用于图1的HID照明控制装置的改善功率因数用功率变换器(PFIPC)的第一实施例；图3示出包括第一实施例的PFIPC的HID照明控制装置的电路配置；图4从概念上示出在预定时间内与PFIPC有关的电流i1；图5示出用在本发明的PFIPC中的储能电容器的充电状态和放电状态与变化的占空比的关系；图6示出与本发明的PFIPC的不同部分有关的波形；图7示出用于HID灯的PFIPC的第二实施例的电路配置；图8A和8B示出图7的PFIPC的不同部分的波形；图9示出在非照明(点亮)状态和照明(工作)状态期间用于本发明的灯的端子之间的电压和电流；图10示出照明状态下灯的功率的输出特性；图11示出由于寄生电容而产生谐振的情形；图12示出用于HID灯的PFIPC的第三实施例；图13示出用于HID灯的PFIPC的第四实施例；图14A和14B分别示出图13的PFIPC的各部分在非照明状态和照明状态下的波形；图15示出在第四实施例的PFIPC中使用的储能电容器的充电状态和放电状态的关系；图16示出用于本发明的极性反转电路在非照明(例如点亮)状态和照明状态下的工作状况；以及图17示出用于本发明的照明控制装置的控制器的例子。
具体实施例方式
图1～3示出根据本发明的高强度气体放电(HID)灯照明装置100的示意图。所示出的照明装置包括非隔离型照明装置，其中，该装置的输入部分和输出部分没有电隔离。然而，应当理解，在不脱离本发明的范围和/或精神的情况下，本发明同样适用于输入与输出电隔离的配置。
如图1所示，照明装置100包括桥式整流器(二极管电桥)DB1、改善功率因数用功率变换器(PFIPC)1、极性反转电路2、启动电路3、HID灯La、和控制电路4。
注意，极性反转电路、启动电路、和控制电路在该领域内(参见，例如上述现有技术文献)是已知的，虽然在此具体电路在细节上会有所差异，但是这些电路的操作是相同的。因此，略去这些电路的详细说明，除非完全理解本发明的PFIPC需要该说明。
桥式整流器DB1包括两个AC输入端、一个正(+)输出端和一个负(-)输出端。这两个AC端子与AC电源Vs例如电源线相连。桥式整流器的名称是由于其包括四个排列成桥状的二极管，该桥式整流器将来自电源Vs的AC电源变换成由桥式整流器DB1的正输出端和负输出端提供的整流电压。
PFIPC1接受来自桥式整流器DB1的整流电压，并输出预定的DC电压VDC1，其中，提高了输入功率因数，同时使输入电流的畸变最小化。极性反转电路2的功能是将预定的输出DC电压VDC1转换成施加给HID灯La的方波AC电压。启动电路3接受极性反转电路2的输出，并产生施加给HID灯La以启动(和重启)该灯的高电压脉冲。控制电路4的控制器4a的功能是控制PFC1的工作，而控制器4的控制器4b的功能是控制极性反转电路2的工作。
参考图2和图3来详细说明本发明的第一实施例。PFIPC1包括三个感应元件，例如但不局限于电感器L1、L2和L3；开关器件S；阻流(blocking)二极管D1a、D1b、D2a和D2b；以及两个电容元件，例如但不局限于电容器C1和C2。这里，虽然本发明是关于具体配置进行说明的，但是应当理解，本发明不局限于在此所说明的配置，可以在不脱离本发明的范围和/或精神的情况下对其进行改变。
在第一实施例中，第一电感器L1的第一端与桥式整流器DB1的正端电连接。电感器L1的第二端与阻流二极管D1a的阳极端子电连接。阻流二极管D1a的阴极与阻流二极管D1b的阴极电连接。阻流二极管D1b的阳极与第二电感器L2的第一端电连接，而第二电感器L2的第二端与阻流二极管D2a的阴极电连接。阻流二极管D2a的阳极与阻流二极管D2b的阳极电连接。阻流二极管D2b的阴极表示提供给极性反转电路2的PFIPC的输出(参见图3)。
注意，对电感器L1和电感器L2进行物理定位以便使其互相磁耦合。此外，与每个电感器L1和L2有关的线圈的缠绕方向如图所示。
第三电感器L3的第一端与阻流二极管D2a和D2b的结点电连接，同时其第二端与地电连接(例如桥式整流器DB1的负端，如图3所示)。第一电容器C1的正端与阻流二极管D1b和第二电感器L2的结点电连接，而第一电容器C1的负端与阻流二极管D2a和D2b的结点电连接。在所公开的实施例中，第一电容器C1包括电解电容器。然而，可以使用其它类型的电容器，例如但不局限于钽型电容器。
第二电容器C2的一端与阻流二极管D2b的阴极电连接，而其另一端与地电连接。这里，跨越第二电容器C2的端子(电极)的电压表示PFIPC1的输出电压VDC1。
同样，第三电容器C3的一端与电感器L1的第一端电连接，而其另一端与地电连接。
在所公开的实施例中，开关器件S包括例如晶体管，特别是n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。然而，在不脱离本发明的范围和/或精神的情况下，也可以使用其它开关器件。如图2和3所示，开关器件S的漏极与阻流二极管D1a和D1b的结点电连接。开关器件S的衬底和源极与地电连接。开关器件S的栅极与下述控制电路4的控制接通/断开信号线电连接。
PFIPC1实际上包括三个子部分开关部分、功率因数改善器部分、和功率变换器部分。开关部分由开关器件S构成。功率因数改善器部分由第一电感器L1、阻流二极管D1a和D1b、第二电感器L2、阻流二极管D2a、和第一电容器C1构成。功率变换器部分由第三电感器L3、阻流二极管D2b、和第二电容器件C2构成。
下面将说明PFIPC1的工作。如上所述，桥式整流器DB1将来自电源Vs的AC电源转换成整流电压。当开关器件S接通时，与整流电压有关的电能存储在第一电感器L1中。几乎同时，第一电容器C1放电，并将放出的能量存储在第三电感器L3中。当开关器件S断开时，利用存储在第一电感器L1中的能量通过第二电感器L2对第一电容器C1重新充电。几乎同时，利用存储在第三电感器L3中的电能对第二电容器C2充电。
当通过控制电路4的控制器4a以高频率(例如数十kHz至数百kHz)适当接通/断开开关器件S时，输出所期望的DC电压VDC1。PFIPC1的功能是改善输入功率因数，并控制输入电流的畸变。
如图3所示，极性反转电路2包括多个开关器件(元件)Q 1、Q2、Q3和Q4，例如但不局限于n型MOSFET。极性反转电路的配置对本领域的技术人员来说是已知的，因此这里省略其详细说明。当以一定的时间周期重复接通/断开开关元件(例如以数百Hz的速率对开关器件进行开关)时，可以将预定的电压VDC1转换成频率大致等于该一定的时间周期(例如数百Hz)的所期望的方波AC电压。
图16示出极性反转电路2的开关元件Q1、Q2、Q3和Q4在非照明状态(例如点亮)和照明状态下的工作状况。当灯La要被点亮(例如非照明状态)时，通过控制电路4的控制器4b控制开关元件Q1～Q4以例如数十kHz至数百kHz的高频率接通/断开。一旦灯La工作在照明状态，控制器4b则指示(控制)开关元件Q1～Q4以例如100Hz的较低频率接通/断开。因此，在照明状态期间，极性反转电路2的开关元件Q1～Q4不会以高频率工作。因此，当灯La处于照明状态时，只有本发明的照明控制装置的PFIPC1的开关器件S以高频率工作。
在照明状态下，PFIPC1的输出电压和输出电流与跨越灯La的电压和电流有关，因此易于检测。将控制电路4与PFIPC1的输出和地电连接以便检测与灯La有关的电压，从而基于检测到的输出电压和检测到的电流IDC1来控制开关器件S的接通时间操作(On-time operation)，以便灯La适当照明。控制电路4使用寄存器或电流互感器来检测电流IDC1。
如上所述，所公开的实施例使用单个开关器件S，当灯La工作在照明状态时，该开关器件S以高频率(例如数十kHz至数百kHz)接通和断开。开关器件的重复接通/断开导致一定量的开关损耗。由于本发明只使用了一个开关器件，因而与本发明的照明装置100有关的开关损耗(由开关器件以高频率接通/断开而产生的)的总量小于现有技术的装置。因此，本发明的照明装置100具有更高的效率。此外，效率的提高意味着以热能的形式浪费的能量减少。因此，与现有技术的照明控制装置相比，PFIPC1的开关器件S需要更小的散热器(或不需要散热器)，从而导致更小型且成本更低的照明控制装置。
当PFIPC1的开关器件S接通时，由桥式整流器DB1整流的电压用作电源，并产生电流i1。与整流电压有关的能量存储在电感器L1中。几乎同时，释放存储在第一电容器C1中的能量，将其存储在第三电感器L3中。
当开关器件S断开时，利用存储在第一电感器L1中的能量对第一电容器C1重新充电(通过两个电感器L1和L2的磁耦合)。因此，电流i2从第二电感器L2流向第一电容器C1。几乎同时，利用存储在第三电感器L3中的电能对第二电容器C2充电。在这期间，电流i3从第三电感器L3流向第二电容器C2。
对第一电容器C1的电容进行选择，以使通过桥式整流器DB1对AC电源Vs整流得到的全波整流电压平滑。还应注意，跨越第二电容器C2的电极的电压基本对应于PFIPC1的输出。
当通过控制器4a以高频率(例如数十kHz至数百kHz)接通/断开(开关)开关器件S时，输出所期望的预定DC电压VDC1。由控制电路4的控制器4a提供给开关器件S的栅极的控制接通/断开信号(占空比“d”，如图17所示)具有固定的频率。开关器件S接通的持续时间(称为接通时间)至少在AC电源Vs的半个周期内是恒定的。
当开关器件S接通时，电流i1从0开始上升(参见图4)。由于开关器件S的接通时间是恒定的，且电流i1从0开始上升，因此电流i1的峰值根据AC电源Vs而变化，并模拟近似的正弦波形。
图4表示在AC电源Vs的半个周期内的电流i1的概念性示例。通过第三电容器C3使电流i1平滑。如图4所示，PFIPC1的输入电流Iin具有近似的正弦波形，其形状近似与AC电源Vs的相位相同。这表明本发明的PFIPC1显示出良好的输入功率因数，并且输入电流的畸变得到了控制。
当开关元件S接通时，电流i3从0开始上升(参见图6)。换言之，电流i3具有间歇期(pause period)(由图6中的时刻t’和t2之间的时间表示)。优选地，对第一、第二和第三电感器L1、L2和L3的电感进行选择，以便充入第一电容器C1的能量(Pin)基本等于第一电容器C1放出(释放)的能量(Pout)。因此，第一电容器C1显示出基本恒定的预定电压VC1。
使用以下公式来选择每个电感器L1、L2和L3的值L1＝(Vp2·D2)/(4·P·fs)；L2＝(Vp2·D2)/(4·P·fs)；L3max＝(Rmin·(1-D)2)/(2·fs)；L3min＝(D/(1-D))2·(Vp2·D2)/(4·P·fs)；以及VC1＝(L3/L1)1/2·Vs(注意，其与(L3/L2)1/2·Vs相同)，其中L1和L2分别表示第一电感器L 1和第二电感器L2的电感值，L3min表示第三电感器L3的最小电感值，L3max表示第三电感器L3的最大电感值，VC1表示跨越第一电容器C1的电压，P表示PFIPC1的输出功率，fs表示开关器件S的开关频率，D表示开关器件S的开关占空比，Vp表示AC电源Vs的峰值电压，以及Rmin表示灯La的最小等效电阻值。
利用以上公式，可以确保第一电容器C1的额定电压将不超过AC电源Vs的峰值电压。也就是说，与现有技术的照明控制装置有关的对应电容器的额定电压相比，对电容进行选择以使全波整流AC电源Vs平滑的第一电容器C1的额定电压更低。较低的电容器额定电压允许本发明使用尺寸更小的电容器，这有助于装置的小型化。此外，额定电压较低的电容器与相应的额定电压较高的电容器相比通常更廉价，这进一步有助于降低制造成本。
此外，即使当与输出(例如灯La)相连的负载的阻抗发生突然(瞬间)改变时，第一电容器C1用来将第一电容器C1充电的功率(Pin)和第一电容器C1放电的功率(Pout)维持为恒定的功率。
图5示出在开关器件S的接通时间期间的占空比与第一电容器C1充电的功率和第一电容器C1放电的功率的关系。如图5所示，当将占空比设置为所选择的占空比“d”时，充电功率Pin等于放电功率Pout。也就是说，当将占空比设置为“d”时，维持恒定的功率。因此，即使当负载的阻抗突然改变时，充电功率Pin和放电功率Pout仍保持恒定的功率并且具有相等的值。因此，不会产生由于第一电容器C1不平衡的充电/放电而引起的不希望的过电压。因此，可以使用具有更低额定电压的电容器，这进一步有助于本发明的小型化和降低制造成本。
此外，本PFIPC的配置不提供电流从输入电源直接流入第一电容器C1的电通路。因此，当最初施加AC电源Vs时，不会产生涌流，因而本发明无需包括涌流保护装置。另外，当输入电压小于跨越第一电容器C1的电极(端子)的电压VC1时，以及当开关元件S在接通后切换至断开时，二极管D1a防止第一电容器C1向输入回馈电(放电)。关于这一点，注意，如果使用具有小逆向恢复时间的快速恢复二极管的桥式整流器DB1，则可以除去二极管D1a。
图6图示出关于开关器件S的开关的电流i1、i2和i3与预定的DC电压VDC1的关系。如图所示，输出电压VDC1在时间“t”上基本保持恒定。开关器件S从时刻t0到时刻t1为接通状态。在这期间，电流i1和i3增大(斜线上升)。在时刻t1处，开关器件S改变为断开状态，电流i2和i3减小(斜线下降)。
下面对控制器4进行简单的讨论。图17示出用于本发明的控制器4的例子。注意，以下讨论是关于控制器的一个例子而进行的，而且许多控制器可用于放电灯照明控制装置。因此，以下讨论仅表示由所公开的可用于本发明的控制器的例子所执行的操作。应当理解，在不脱离本发明的范围和/或精神的情况下，本发明也可以使用替代的控制器。
图17的控制电路4包括用于控制PFIPC1的开关器件S的接通时间的控制器4a、以及用于控制极性反转电路2的开关元件Q1～Q4的接通/断开切换的控制器4b。
控制器4a与PFIPC1的VDC1输出线电连接以检测电压Vo。控制器4a还与地感应耦合以检测电流Io。检测到的电压Vo和检测到的电流Io用于灯功率计算器400，以根据以下公式来确定灯La的灯功率信号WW＝((Ki·Io)·(Kv·Vo))/10，其中，W等于灯功率信号，Ki等于电流感应增益(例如预定的放大系数)，Io等于检测到的电流，Kv等于电压感应增益(例如某一放大系数)，以及Vo等于检测到的电压。
根据上式，通过将DC输出电压乘以PFIPC1的输出电流得到灯功率信号W。加法器402将得到的灯功率信号W与表示目标功率水平Pref(例如灯La的所期望的功率水平)的值相结合，以产生输入到比例积分器404的结果。比例积分器对所输入的信号进行积分以产生误差信号，并将该误差信号提供给脉冲宽度调制(PWM)比较器406的反相输入。
PWM比较器406对误差信号与输入到PWM比较器406的非反相输入的参考信号进行比较，以对PFIPC1的开关器件S产生具有占空比“d”的信号。
还将检测到的电压Vo输入到控制器4b的函数发生器408。该函数发生器产生适当的提供给驱动器DR1和驱动器DR2的控制信号，以控制开关元件Q1～Q4的接通/断开的切换。
如上所述，在灯La的点亮(例如非照明状态)期间，控制器4b控制极性反转电路2和启动电路3以高频率(例如数十kHz至数百kHz)工作。此外，由控制器4a提供给单个开关器件S的占空比“d”使得开关器件S同样以高频率接通/断开。关于这一点，注意，应用于开关器件S的高频率与应用于开关元件Q1～Q4的高频率可以相同或者也可以不同。
一旦灯La处于稳定状态(例如照明状态)，则控制器4b控制极性反转电路2的开关元件Q1～Q4以较低的频率(例如100Hz)工作。然而，控制器4a继续控制开关器件S以高频率工作。因此，当灯La处于照明状态时，只有与照明控制装置10有关的PFIPC1的开光器件S以高频率工作。
图7示出根据本发明第二实施例的HID灯照明装置200的电路。为了清楚起见，对相同种类的元件指定与第一实施例中相同的附图标记。改善功率因数用功率变换器(PFIPC)10与第一实施例的PFIPC1的不同之处如下第一实施例的阻流二极管D1a和D1b被第二实施例中的单个阻流二极管D1代替。阻流二极管D1的阴极与(开关器件S的)漏极和第一电感器L1的结点电连接。阻流二极管D1的阳极与第二电感器L2和第一电容C1的结点电连接。另外，包括一个附加的阻流二极管D3，其阴极与阻流二极管D1的阳极电连接，而阻流二极管D3的阳极与地电连接。
注意，第二实施例的极性反转电路2、启动电路3和控制电路4对应于关于第一实施例所说明的极性反转电路2、启动电路3和控制电路4。因此，从第二实施例的讨论中略去对这些电路的讨论。
图8A和8B分别图示出在非照明状态和照明状态期间PFIPC10中的电流i1、i2和i3以及输出电压VDC1。PFIPC10的基本操作与第一实施例的PFIPC1的操作相似，利用控制电路4a检测输出电压VDC1和输出电流IDC1，以便控制开关器件S的接通时间，从而获得所期望的输出。
如图8A所示，当灯La处于具有高阻抗的非照明状态时，控制开关器件S以便使输出电压VDC1对应于恒定的输出电压V02。开关器件S的接通时间短，并且有时为0。当灯La处于照明状态时，如图8B所示，开关器件S的接通时间被延长，以便输出电压VDC1近似等于灯电压Vla。
参考图9提供的以下说明示出了从对桥式整流器DB1施加AC电源Vs的时刻起直到灯La被点亮(例如处于照明状态)的时刻为止，第二实施例的HID灯照明装置的工作。
当施加AC电源Vs时，灯La处于非照明状态(例如灯La未被点亮)。因此，PFIPC10输出恒定的电压V02作为输出电压VDC1。在灯La处于非照明状态的情况下，由控制电路4b控制的极性反转电路2以第一预定频率f0(约等于数百kHz)反复交替开关器件对Q1和Q4、以及开关器件对Q2和Q3。在所公开的实施例中，第一预定频率f0对应于大致等于谐振频率fr除以任意所选择的奇数的频率(例如fo＝fr/3、或fr/5、或…)。谐振频率fr定义为近似等于由变压器PT1的第一绕组n1和第四电容器C4构成的启动电路3的串联谐振电路的谐振频率。在第一绕组n1中产生高电压正弦波，可以通过变压器PT1的第一绕组n1与第二绕组n2的匝数比对其进行升压(增大)。将该高电压正弦波脉冲施加给灯La。向灯La施加高电压正弦波脉冲会使灯La点亮，从而使其启动。
在所公开的实施例中，电压V02通常设置为250V以上的电压，以便在灯La点亮之后，可容易地从辉光放电转变为弧光放电。然而，应当理解，可以基于许多因素对电压V02进行选择，这些因素包括但不局限于所使用的灯La的特性。因此，本发明不局限于在此所公开的电压V02的具体电压设定，并且可以在不脱离本发明的范围和/或精神的情况下做出改变。关于这一点，注意，当高电压正弦波可以向从辉光放电到弧光放电的转变提供足够的能量时，可以将电压设置为低于250V。
当灯La启动(例如非照明状态/点亮状态)并进入照明状态时，由控制电路4的控制器4b控制的极性反转电路2以预定的频率fa(在所公开的实施例中，等于但不局限于约100Hz)，以交替的方式反复接通开关器件Q1和Q4、以及反复接通开关器件Q2和Q3。因此，向灯La施加频率为fa的方波AC电压。在这期间，PFIPC10的输出VDC1近似等于灯电压Vla。
当灯La最初启动(点亮)时，灯La的阻抗非常低，因此灯La的特性更类似于短路状态。当灯被点亮(例如照明状态)时，灯的阻抗增加，直到数分钟后，灯La达到基本稳定(稳定)的照明状态的阻抗。
在照明状态下的PFIPC10的输出特性(性能)如图10所示。在电压低于预定的灯电压Vlow的区域内，控制开关器件S的接通时间以便输出恒定电流I02。在所公开的实施例中，恒定电流I02通常(但不必需)是额定灯电流的1.2～2.0倍。为了使第一电流i1当开关器件S接通时从0开始上升，接通/断开开关器件S的频率必须随灯电压的降低而降低。因此，即使在低的灯电压区域内，也能提高输入功率因数并控制输入电流的畸变。在电压高于预定灯电压Vlow的区域内(例如包括额定灯电压的区域)，控制开关器件S的接通时间以便输出功率Po保持基本恒定的功率Pla(该功率近似等于灯的额定功率)。
因此，本发明实现了无论灯电压有任何波动仍能输出近似恒定的光的高质量照明装置。
下面说明第二实施例中包含的二极管D3。如图8A和8B所示，在非照明状态下电流i3显示出间歇期(例如时刻ta和时刻tb之间的时间，在该期间电流i3既不充电也不放电)。如图11所示，在该间歇期内，在包括第三电感器L3和阻流二极管D2b的寄生电容的串联谐振电路中产生谐振。因此，第三电感器L3的电压VL3可能达到-V02(如图11中的波形的虚线延长线所示)。在这种情况下，阻流二极管D2b上的电压VD2b将是V02电压的两倍。
为了避免使用额定电压为该高电压的电子元件(例如额定电压至少是V02的电压的两倍的电子元件)，加入钳位器件例如但不局限于钳位二极管D3，以便将第三电感器L3的电压VL3钳位在-VC1。因此，通过使用钳位二极管D3，可以使用额定电压较低的元件，从而降低制造成本并减小照明装置的尺寸。
图12示出根据本发明的HID灯照明控制装置300的第三实施例。如前面的实施例所述，对相同种类的元件指定与第一实施例相同的附图标记。
第三实施例与第一和第二实施例的不同之处在于第三实施例的改善功率因数用功率变换器(PFIPC)30使用两个同时接通/断开的开关元件S1和S2。第三实施例中的其它操作和功能与第一和第二实施例的相同。
通过在PFIPC30中使用两个开关元件S1和S2，可以除去二极管D1。此外，在所公开的实施例中，开关元件S1和S2是MOSFET，然而应当理解，也可以使用其它类型的开关元件。特别地，在第三实施例中至少第二开关元件S2所使用的MOSFET包括内置二极管。因此，可以除去二极管D3。
在第三实施例中，使用启动电路3的变形作为启动电路3a。具体地，设置电容器C4电连接于(变压器PT1的)绕组n1和n2的结点与开关器件Q3和Q4的结点之间。特别地，在第一实施例中振幅为V02的方波电压有助于谐振，然而，在第三实施例中振幅为V02的两倍的方波电压有助于谐振。因此，可以更有效地利用电压，从而易于产生所期望的预定的高电压。
图13示出根据本发明的HID灯照明控制装置500的第四实施例。如前面的实施例所述，对相同种类的元件指定与第一实施例相同的附图标记。
PFIPC40在非照明(例如点亮)状态下的波形(参见图14A)与第一实施例中的PFIPC1在非照明状态下的波形对应。然而，与第三实施例不同，第四实施例中的电流i3显示出无间歇期的连续波形(参见图14B)。由于减小了峰值电流值，因而使功率损耗最小化，由此提高了电路的效率。因此，不再需要使用大体积的散热器来将照明装置的工作温度维持在安全的工作范围内，而大体积散热器是制造小型照明装置的障碍。
在第四实施例中，当电流i3显示出连续波形时(例如该波形没有间歇期)，在一定的条件下，对于负载(与输出相连)的阻抗的瞬间变化，第一电容器C1的充电功率(Pin)和第一电容器C1的放电功率(Pout)如图15所示。
对于在一定条件下的负载(与输出相连)的阻抗的瞬间变化，第一电容器C1的充电功率(Pin)具有维持相对恒定的功率的特性。然而，由于第一电容器C1的放电功率(Pout)维持相对恒定的输出电压，因此第一电容器的放电功率会随负载而波动。
图15的横轴表示开关元件S1和S2接通时间期间的占空比D。下面的纵轴表示第一电容器C1的充电功率(Pin)，上面的纵轴表示第一电容器C1的放电功率(Pout)。如图15所示，当占空比D设置为某值d时，第一电容器C1的充电功率等于第一电容器C1的放电功率。
当与输出连接的负载的阻抗瞬间改变时，第一电容器C1的充电功率(Pin)维持恒定功率。然而，因为第一电容器C1的放电功率(Pout)试图维持恒定的电压输出，因而第一电容器C1的放电功率(Pout)会随负载而变化。由于第一电容器C1中的不平衡的充电/放电功率，可能会产生过电压。
第四实施例的控制电路4’是上面关于图17所讨论的控制电路4的变形。除包括控制器4a和4b之外，该控制电路4’还包括过电压保护电路4c，其功能是检测VDC1的过电压(由于第一电容器C1的电压升高)，并控制开关元件S1和S2的接通时间以便将输出抑制在安全水平以下。因此，过电压不再是问题。
表示控制电路4’和(极性反转电路2’的)驱动器DR1和DR2的电源的电源电压Vcc由电源产生电感器件获得，该电感器件例如但不局限于与第一和第二电感器L1和L2磁耦合的第四电感器L4。通过第二桥式整流器DB2对从第四电感器L4得到的电压进行整流，并通过平滑电容器C5使其平滑，以便获得预定的所要求的电压Vccr。该预定电压Vccr表示控制电路4’和极性反转电路2’正确工作所需的电压。
然而，当灯La处于非照明状态时(因此表现出高阻抗)，控制开关元件S1和S2以便使输出电压VDC1大致等于电压V02。开关元件S1和S2的接通时间短，并且有时等于0。因此，存在更多的电压不是由第四电感器L4产生的期间(例如电压未施加到第一和第二电感器L1和L2)。在这些期间内，工作电压Vcc可能变得不稳定。当电源电压Vcc低于预设值Vccl时(例如最小阈值电压，低于该电压控制电路4’和极性反转电路2’将不工作)，电压V02略微升高以增加开关元件S1和S2的接通时间。因此，电源电压Vcc可以获得足够的能量以从最小阈值电压Vccl达到预定的所要求的电压Vccr，从而连续确保工作电压Vcc在预定的范围内。
也就是说，如果预定的所要求的电压Vccr小于最小阈值电压Vccl，则控制电路4’将改变开关元件S1和S2的接通时间以便将工作电压提高到大致等于预定的所要求的电压Vccr。
第四实施例的照明装置所需的部件的数量与现有技术的照明装置所使用的部件数量相同。然而，第四实施例的照明装置中的开关元件S1和S2的开关损耗小于现有技术的照明控制装置。因为在本发明中只有一个开关元件以高频率接通/断开，因此本发明的照明控制装置的效率大于现有技术的照明控制装置。此外，通过提高开关频率可以提供更小型的电感，而不会显著影响该照明装置的效率。
尽管参考优选实施例对本发明进行了具体的示出和说明，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离由如下权利要求书所定义的本发明的精神和/或范围的情况下，可以做出各种形式和/或细节上的变化。虽然参考具体的方法、材料和实施例对本发明进行了说明，但应当理解，本发明不局限于在此公开的实施例，而应扩展到在权利要求书的范围内的全部等同配置。
权利要求
1.一种放电灯照明控制装置，其包括DC电源转换器，用来将AC电源转换成整流电压；改善功率因数用功率变换器(PFIPC)，其具有开关器件、功率因数改善器、和功率变换器，所述功率因数改善器通过在第一电感器件中存储能量并通过从第二电感器件释放能量来使所述整流电压平滑，所述第二电感器件与所述第一电感器件磁连接，通过接通和断开所述开关器件进行所述存储和释放，所述功率变换器产生预定的DC电压，所述预定的DC电压是通过第三电感器件响应于所述开关器件的所述接通和断开而存储和释放的能量从所述平滑电压转换而来的；极性反转电路，用来将所述预定的DC电压转换成施加给灯的方波AC电压；启动电路，其使用所述极性反转电路的输出作为电源，通过对灯施加高电压脉冲来点亮该灯；以及控制器，用来控制所述PFIPC和所述极性反转电路。
2.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述功率因数改善器还包括第一电容器件，该第一电容器件可使从AC电源转换而来的整流电压平滑，并且其中所述功率变换器还包括能够使灯稳定照明的第二电容器件。
3.根据权利要求2所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当所述开关器件接通时，所述功率因数改善器在所述第一电感器件中存储电能；当所述开关器件断开时，利用存储在所述第一电感器件中的电能通过所述第二电感器件对所述第一电容器件充电。
4.根据权利要求2所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述功率变换器还包括第三电感器件，该第三电感器件当所述开关器件接通时利用存储在所述第一电容器件中的能量来存储电能，当所述开关器件断开时利用存储在所述第三电感器件中的能量对所述第二电容器件充电。
5.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述功率因数改善器包括所述第一电感器件，所述第一电感器件的第一端与输入电源的正极侧电连接；第一二极管，其阴极与所述第一电感器件剩余的一端电连接；电路，包括所述第二电感器件，其第一端与所述第一二极管的阳极电连接，所述第二电感器件与所述第一电感器件磁耦合；第二二极管，其阴极与所述第二电感器件剩余的一端电连接；以及第一电容器件，与由所述第二电感器件和所述第二二极管形成的串联电路并联电连接；以及其中，所述功率变换器包括第三二极管，其阳极与所述第二二极管的阳极电连接；第二电容器件，其第一端与所述第三二极管的阴极电连接；以及第三电感器件，其电连接在所述第二电容器件剩余的一端与所述第三二极管的阳极之间，其中所述第二电容器件与所述第三电感器件的结点与所述输入电源的负极侧电连接；以及其中，在所述第一电感器件与所述第一二极管的结点和所述输入电源的负极侧之间提供所述开关器件。
6.根据权利要求5所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，还包括第四二极管，其阴极与所述第一二极管和所述第一电容器件的结点电连接，所述第四二极管的阳极与所述输入电源的负极侧电连接。
7.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述开关器件包括单个开关元件。
8.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述开关器件包括第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件与所述第一电感器件电连接，所述第二开关元件与所述第二电感器件电连接，所述第一开关元件和所述第二开关元件由所述控制器同时接通和断开。
9.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，对所述开关器件的接通和断开进行控制，以便与所述第一电感器件有关的第一电流具有该第一电流等于零的第一时间段，并且与所述第二电感器件有关的第二电流具有该第二电流值等于零的第二时间段，所述第一时间段的至少一部分和所述第二时间段的至少一部分重叠。
10.根据权利要求4所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，对所述开关器件的接通和断开进行控制，以便与所述第一电感器件有关的第一电流具有该第一电流等于零的第一时间段，并且与所述第二电感器件有关的第二电流具有该第二电流值等于零的第二时间段，所述第一时间段的至少一部分和所述第二时间段的至少一部分重叠，对所述开关器件的所述接通和断开进行控制，以便与所述第三电感器件有关的第三电流具有该第三电流值等于零的第三时间段。
11.根据权利要求10所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，以固定频率来切换所述开关器件，以便根据所述PFIPC的输出电压和输出电流来控制占空比。
12.根据权利要求10所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，在AC电源的至少半个周期内维持所述开关器件的接通时间基本恒定。
13.根据权利要求10所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，控制所述PFIPC以便当灯未被点亮时以预定值输出恒定电压，并且当灯被点亮时输出以下其中之一当输出电压低于该预定值时以某个值输出恒定电流、当输出电压高于该预定值时以所选择的值输出恒定功率。
14.根据权利要求13所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当在灯的照明状态下输出电压低于预定值时，随着输出电压的降低，降低所述开关器件的开关频率，以便与所述第一电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第一时间段，并且与所述第二电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第二时间段，所述第一时间段的至少一部分和所述第二时间段的至少一部分重叠。
15.根据权利要求4所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，对所述开关器件的接通和断开进行控制，以便与所述第一电感器件有关的第一电流具有该第一电流等于零的第一时间段，并且与所述第二电感器件有关的第二电流具有该第二电流值等于零的第二时间段，所述第一时间段的至少一部分和所述第二时间段的至少一部分重叠，对所述开关器件的接通和断开进行控制，以便与第三电感器件有关的电流为不具有电流值等于零的时间段的连续电流。
16.根据权利要求15所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，以固定频率切换所述开关器件，以便根据所述PFIPC的输出电压和输出电流来控制所述开关器件的占空比。
17.根据权利要求15所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，在AC电源的至少半个周期内维持所述开关器件的接通时间基本恒定。
18.根据权利要求15所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当灯未被点亮时，所述PFIPC以预定值输出恒定电压；当灯被点亮时，输出以下其中之一当输出电压低于该预定值时以某个值输出恒定电流、当输出电压高于该预定值时以所选择的值输出恒定功率。
19.根据权利要求18所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当在灯的照明状态下输出电压低于预定值时，随着输出电压的降低，降低所述开关器件的开关频率，以便与所述第一电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第一时间段，并且与所述第二电感器件有关的电流具有该电流值等于零的第二时间段，所述第一时间段的至少一部分和所述第二时间段的至少一部分重叠。
20.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述启动电路的输出包括谐振升压。
21.根据权利要求20所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当所述极性反转电路对电感-电容串联谐振电路施加振幅为所述PFIPC的输出电压的方波AC电压时，得到所述谐振升压。
22.根据权利要求20所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当所述极性反转电路对电感-电容(LC)串联谐振电路施加方波AC电压时得到所述谐振升压，所述方波AC电压具有与所述PFIPC的输出电压的两倍基本相等的振幅。
23.根据权利要求21所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，当方波AC电压的频率近似为电感-电容(LC)串联谐振电路的固有谐振频率除以预定的奇数后的值时，得到所述谐振升压。
24.根据权利要求1所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，所述PFIPC还包括与所述第一电感器件和所述第二电感器件磁耦合的第四电感器件，该第四电感器件对所述控制器提供电源电压。
25.根据权利要求24所述的放电灯照明控制装置，其特征在于，只有在所述电源电压低于预定值的时间段内，提高所述PFIPC的输出电压的预定的恒定电压输出值。
26.一种放电灯照明控制装置，其包括改善功率因数用功率变换器，其包括用来产生预定的DC电压的开关器件；极性反转电路，其具有多个开关元件，接通/断开这些开关元件以控制灯的工作；启动电路，用来点亮灯；以及控制器，其对所述改善功率因数用功率变换器的所述开关器件和所述极性反转电路的所述多个开关元件进行控制，其中，当所述灯工作在照明状态时，只有所述改善功率因数用功率变换器的所述开关器件以高频率工作。
27.一种放电灯照明控制装置的改善功率因数用功率变换器，其包括开关器件；功率因数改善器；以及功率变换器，通过在第一电感器件中存储能量并通过从第二电感器件释放能量来使DC电压平滑，所述第二电感器件与所述第一电感器件磁耦合，通过调节所述开关器件的接通时间来进行所述DC电压的所述存储和释放，所述功率变换器产生预定的DC输出电压，该预定的DC输出电压是通过第三电感器件响应于所述开关器件的所述接通时间而存储和释放的能量从所述平滑电压转换而来的。
全文摘要
一种放电灯照明控制装置(100)，其具有DC电源转换器、改善功率因数用功率变换器(1)、极性反转电路(2)、启动电路(3)、和控制器(4)。该改善功率因数用功率变换器(1)包括开关器件(S)、功率因数改善器、和功率变换器。该功率因数改善器用来通过在第一电感器件(L1)中存储能量并通过从第二电感器件(L2)释放能量来使整流电压平滑，其中第一和第二电感器件磁连接。通过接通和断开开关器件(S)进行存储和释放。预定的DC电压是通过第三电感器件(L3)响应于开关器件(S)的接通和断开而存储和释放的能量从平滑电压转换而来的。
文档编号H05B37/02GK1778149SQ200480010564
公开日2006年5月24日 申请日期2004年4月22日 优先权日2003年4月23日
发明者李泽元, 周景海, 姜燕, 大川将直, 唐·A·阮, 江里口裕康 申请人:松下电工株式会社, 弗吉尼亚暨州立大学知识产权公司