专利名称：用于驱动led的单级数字电源转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源转换，尤其涉及用于驱动发光二极管(LED)的单 级数字电源转换器。
背景技术：
LED已经作为照明选择而变得越来越普及，并且对于很多应用而言 已经开始取代常规的带灯丝的灯泡。LED现在广泛用在交通信号灯中以 及用于液晶显示(LCD)屏板的背光照明。
在很多应用中，希望能改变LED的照明输出(即亮度)。通常， 用电压控制来控制LED亮度是困难的。相反，LED的亮度与其电流成 正比。因此，应当控制LED的电流来控制LED亮度(例如使LED变暗)。 随着LED在大量要求变化亮度程度的应用中不断普及，对于控制LED 电流的适当电源转换器的需求越来越大。
在一些应用中，驱动LED的电源是交流(AC)输入形式的。在这 种情况下，需要使AC线电流与线电压同步，以使线电流失真最小化， 从而使从电源传输的能量最大化。如果输入电压和电流之间有相位延 迟，所传输的能量会从电源到负载循环。这与其相位差余弦相关地减少 了从电源到负载传输的功率。如果使电压和线电流同相，相位差为零， 其余弦变为1。该技术被称为功率因数校正(PFC)。有时，通过电源 转换处理会使线电流失真且在线电流中导致谐波。
根据一些现有设计，用于LED的电源转换器至少需要两个功率级， 以便同时提供对LED电流的控制和功率因数校正(PFC)。每个功率级 都执行一些形式的电源转换。典型地，第一级被称为前置稳压器并提供 PFC控制。第二级为DC到DC转换器并提供LED电流控制。因为任何 给定功率级都不是100%的效率，对于这种转换器来说在每一级上都有 功率损失。这造成电源转换器总体效率下降。例如，假设现有设计电源 转换器两个功率级的每个效率为90%,那么总系统效率将为81% (0.90 x 0.90 = 0.81)。
发明内容
根据本发明的实施例，具有单功率级的电源转换器提供了 PFC控制 以及LED电流调节。该电源转换器可以具有混合控制技术，其可以将数 字控制方法用于控制LED电流，或将模拟控制方法用于高度动态的逐个 周期的(cycle画by-cyde )电流^呆护。
根据本发明的实施例，提供了一种用于驱动至少一个发光二极管 (LED)的电源转换器，所述电源转换器包括单级，该单级可以工作以 为输入功率提供功率因数校正(PFC)和对提供给至少一个LED的电流的 控制。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种电源转换器，用于利用输 入功率驱动多组发光二极管(LED)，其中每组中的二极管颜色相同。 该转换器包括用于为输入功率提供功率因数校正(PFC)的装置；以及 用于控制提供给至少一个LED的电流的装置。
从以下附图、说明书和权利要求中，本领域的技术人员将能够容易 地明了本发明的重要技术优势。
结合附图参考以下说明，附图中
图1为根据本发明实施例的用于驱动LED的数字单级电源转换器 的示范性实施的局部方框图形式的示意图。
图2为根据本发明实施例的功率块的示范性实施的局部方框图形式 的示意图。
图3为根据本发明实施例的时钟发生模块的示范性实施的图示。
图4为根据本发明实施例的数字脉冲宽度调制(PWM)模块的示范 性实施的图示。
图5为根据本发明实施例的数字PWM模块的示范性实施的图示。
图6为功率控制器的内部方框图。
图7为根据本发明实施例的用于驱动多组LED的数字单级电源转 换器的示范性实施的局部方框图形式的示意图。
图8A为根据本发明实施例的占空比控制改变的用于数字PWM操 作的示范性波形的图示。
图8B为根据本发明实施例的占空比控制固定的用于数字PWM操 作的示范性波形的图示。
图9为根据本发明实施例的电源转换器中的示范性操作波形的图示。
具体实施例方式
通过参考附图中的图1到9,本发明的实施例及其优点可得到最好
理解。类似的附图标记用于各图中类似且对应的部分。
图1为根据本发明实施例用于驱动一个或多个发光二极管(LED) 12的数字单级电源转换器10的示范性实施的局部方框图形式的示意 图。如图所示，电源转换器10包括电磁干扰(EMI)滤波器14、整流器16 和功率块18。电源转换器IO在其输入端子处接收交流(AC)电压Vac, 将AC电压转换为直流(DC)电压Vdc并在其输出端子A和B处提供用于
驱动LED 12 (单独标识为D2..... 和Dn并被作为负载耦接)
的电流。电源转换器IO将AC高输入电压转换成期望的电压电平，该电 压电平可以高于或低于被整流的AC输入电平。这使得能够适当控制 LED电流以获得期望的亮度水平。此外，使AC输入电流与AC输入电 压同步得很好。如果使用恒定的频率，线电流中会出现三次谐波项。为 了解决这个问题，在一个实施例中，电源转换器IO可以采用修改的(基 于正弦表的)占空比控制方案。修改的占空比控制方案控制或修改占空 比以减少或消除AC输入电流中的三次i皆波。
EMI滤波器14用于滤除可能会由功率块18的开关操作导致的高阶 谐波项，使得AC输入电流可以是基频(例如60/50 Hz)正弦曲线波形。 利用改进的数字脉冲宽度调制(PWM)方法，可以从根本上消除低频(具体 为三次谐波)。由PWM方法产生的谐波频率是相对的高项。于是，可以 将低截止频率的滤波器用于EMI滤波器14。因此，EMI滤波器14可以 相对较小并不昂贵。如本领域的技术人员所理解的，可以用一个或多个 电容器、变压器或电感器实现EMI滤波器14。整流器16用于对AC输 入电压整流以产生DC电压Vdc。如图所示，可以用多个布置成全波整 流器构造的二极管实现整流器16。
功率块18为电源转换器10的单个功率级。功率块18接收紋波DC 电压，因为在被整流的DC电压端子C两端没有大容量电容器。因此，
功率块18的输入电压变为如图9中(a)部分所示的整流后AC输入电 压。功率块18不仅将该紋波DC输入电压转换成功率块18的输出端子 A和B处的稳压DC电流Ic，还使AC输入电流成为与AC输入电压同 步的正弦曲线波形，使得AC输入的功率因数变为1。用稳压DC电流Ic 控制一个或多个LED 12的亮度。在一些实施例中，可以在一个或多个 集成电路(IC)器件上实施功率块18的全部或部分。因此，功率块l8 同时支持或提供功率因数校正(PFC)和LED电流调节。由于电源转换器 IO使用单个功率级实现了 PFC和LED电流调节两个目的，因此它比现 有设计具有更高效率且成本更低。
在一个实施例中，功率块18实施的控制方法为数字和模拟控制的 混合。亦即，功率块18将数字控制用于流向LED 12的电流Ic的低动态 控制，将模拟控制用于针对过电流状态的逐个周期的保护。
图2为根据本发明实施例的功率块18的示范性实施的局部方框图 形式的示意图。如图所示，功率块18包括电阻器20、 二极管22、电感 器24、电容器26、 二极管28、控制器30、栅极驱动器32、电源开关34、 感测电阻器36、电阻器38和电容器40。
功率块18在其输入端子C处接收经整流的输入电压Vdc连同相关 的电流Idc。电阻器20和二极管22感测经整流的电压Vdc的同步状态。 亦即，电阻器20和二极管22可以用于判定或识别AC输入电压与零点 交叉的每个时刻。像控制器30提供该信号。主电源转换电路包括电感 器24、电容器26、 二极管28和具有电流感测电阻器36的功率器件34。
在一个实施例中，电源开关34可以用MOSFET或双极晶体管和绝 缘栅极双极晶体管(IGBT)来实现。栅极驱动器32驱动电源开关34的 栅极。控制器30用于控制栅极驱动器32对电源开关34的驱动。电阻 器36感测下方电流，其可用于估计提供给LED 12的电流。以第一反馈 电流感测信号IFB1的形式将电流感测作为反馈提供给控制器30。第一反
馈电流感测信号IFB1提供相对快速且灵敏的反馈，可以用于针对过流或
短路状况或可能对功率块18造成损伤的其他状况进行保护。利用电阻 器38和电容器40 (其充当稳定信号的滤波器)产生第二反馈电流感测 信号Ifb2。第二反4贵电流感测信号IFB2相对于第一反馈电流感测信号Ifbi 提供较慢但更稳定的反馈。第二反馈电流感测信号Ipm也被提供到控制 器30且可以用于判定、展示或估计提供给LED 12的电流。照此，可以用第二反馈电流感测信号IFB2控制开关34的驱动以调节提供给LED 12 的电流。第一和第二反馈电流感测信号IFB1和IFB2可以是模拟信号。
控制器30在输入端子G3处接收由二极管22发展出的交叉点信 号。控制器30在输入端子G4和G2处接收第一和第二反馈电流感测信 号Ifbi和Ifb2。控制器30在端子G0处向栅极驱动器32提供控制信号。 控制器30可以包括实现于单个IC器件上的电路。在一个实施例中，例 如，可以用FMS7401功率控制器实现控制器30,其可以从Fairechild Semiconductor Corporation购得。FMS7401功率控制器的内部方框图在 图6中示出。
如图2所示，在一个实施例中，控制器30可以包括正弦表模块60、 乘法模块62、加法器模块64、模数(AfD)转换器66、时钟发生模块68、 数字比例积分微分(PID)模块70、数字脉冲宽度调制(PWM)控制模块 72、延迟计数器74和比较器76。
在运行中，电源转换器在其输入端子处接收AC输入电压Vac。可 以用如下7>式描述AC输入电压的波形=^、,'" w ，其中 =輝=^。整流器16对正弦AC输入电压Vac进行整流以在图1中功 率块18的端子C处产生DC电压Vdc。 DC电压Vdc具有图9的(a)
部分中所示的波形。可以用下式描述经整流的DC电压Vdc的波形 4 = |^|smw。用导通时间t。n、开关频率》1/Ts将占空比D定义为 d = W 。如果由控制器30提供固定占空比控制信号(如图9的(b )
部分所示)，则如图9部分(c)所示，开关34以固定的导通或截止时 间被导通或切断。图9的(c)部分的波形示出了端子G0处的信号，提 供其以控制图2中的开关34的栅极的驱动。
如果用紋波DC电压Vdc导通开关34，如图2所示，电感器电流iL 从端子C ( Vdc)经过电感器24、开关34和感测电阻器36流到端子E 处的地(GND)。因此，电感器24用流动的电流存储能量。或者，如果开 关34断开，电感器电流iL减小，存储在电感器24中的能量被通过二极 管28释放到输出电容器26和LED 12。于是，当开关34导通的时候， 存储能量；否则，当开关34断开时，释放能量。在断开开关34的同时， 从电容器26提供LED电流。因此，无论开关34的开关动作是什么， LED电流都无中断的流动。LED电流Ic正比于占空比值，该值为开关 34导通的时间与开关时间之比。使开关34导通更长时间或者，更高的
占空比值提供了更高的电流和更大的LED 12的亮度。因此，通过调节
占空比值可以控制LED亮度。
利用电流感测电阻器36感测流经开关34的电流以产生第一反馈电 流感测信号Ifbi。无任何时延地将第一反馈电流感测信号Ifbi提供給功 率块18的比较器76的非反转输入。如果将用于比较器76的可调参考
电压Vref设定到过流保护(OCP)电平，对于一个或多个LED 12的任何故
障或功率块18的端子A和B之间的任何短路，电源转换器IO都可以得 到安全的保护。具体而言，如果第一反馈电流感测信号lFm的电压大于 可调参考电压Vref，比较器76的输出变高，这又复位了数字PWM控制 模块72。由于在电源开关34的栅极和源极之间有电容器(未明确示 出)，当从栅极驱动器32向开关34的栅极发出高电平栅极电压时，会 感测到4册才及充电电流。由于该充电电流不表示开关34的漏才及电流，应 当忽略，从而感测到的电流代表了开关34的真实漏极电流。这一操作 被称为前沿消隐(LEB)操作。在导通开关34的时候，延迟计数器74实 施LEB操作持续由延迟计数器74决定的设定时间，以忽略感测到的电 流。如果在导通开关34之后由延迟计数器74设定的计数时间到期，延 迟计数器74无任何时延地将比较器76的输出信号转发给数字PWM控
制模块72。因此，将感测到的电流信号与参考电压Vref比较的输出信号
直接发送到数字PWM控制模块72，使得只要感测到的电流信号IFB1大 于参考电压Vref,其PWM输出就变低。
A/D转换器66是控制提供给LED 12的电流的反馈回路的 一部分。 为了针对过流状况或任何故障状况保护功率块18，应当无时延地处理电 流感测信号，以便立即有效切断开关34。这种快速保护是在没有任何上 述延迟回路的情况下，由比较器76和数字PWM控制模块72通过栅极 驱动器32执行的。典型地，模数(A/D)转换器需要转换时间；将它用作 保护控制器不符合需要。因此，使用模拟控制回路提供快速保护操作。 基于图2所示的包括A/D转换器66、数字PID模块70和加法器64的 数字控制块调节或控制流向LED 12的电流Ic。可以使用软件编程或数 字硬件电路实现数字PID模块70和加法器64。 A/D转换器66使用第二 反馈电流感测信号IFB2,其更为稳定，因为第二反馈电流感测信号IFB2 是从第一反馈电流感测信号IFB1过滤出来的。由电阻器38和电容器40 过滤第一反^t电流感测信号Ifbi产生第二反4t电流感测信号Ifb2。由于电阻器3 8和电容器40的值较大，第二反馈电流感测信号IFB2的值变化 緩慢。第二反馈电流感测信号Ifb2反映了流到LED 12中的平均电流。 对于数字电流控制而言，用A/D转换器66将模拟的第二反馈电流感测 信号ifb2转换成数字形式。通过控制器30的G2端子将第二反馈电流感 测信号ifb2供应给A/D转换器66的输入。A/D转换器66产生代表流经 LED 12的电流平均值的数字值。第一和第二反馈电流感测信号Ifbi和 Ifb2被示出于圉9的(e)部分中。
功率块18可以具有固定占空比控制或改变的占空比控制。对于固 定占空比控制而言，如图8B所示，用于导通开关34的占空比信号值是 固定的。图8B示出了具有固定占空比控制的AC输入电压和电流的工 作关键波形。对于固定占空比信号，在图9的(d)部分中示出了 AC输 入电流的波形。对于改变的占空比控制而言，如图8A所示，用于导通 开关34的占空比信号值有所变化且与正弦波DC输入电压波形Vdc成 反比地一皮同步。
在图2所示的实施例中，功率块18具有改变的占空比控制。改变 的占空比控制用于减少输入AC线电流中的谐波(例如三次谐波)，从
而降低谐波失真。因此，改变的占空比控制提供了或支持更多的全谐波 失真(THD)功率因数校正(PFC)。例如，在用数字方法控制AC到DC电 源转换器的开关频率时，如果用图8B所示的恒定电平控制占空比，可 能会导致AC输入电流中出现固有三次谐波，这时在AC到DC电源转 换器中可能希望有PFC。这是一个问题，因为难以利用具有高截止频率 的EMI滤波器消除这种谐波(这可能需要尺寸笨重且昂贵的低截止频率 的EMI滤波器)。
为了解决这个问题，正弦表模块60可以为PFC存储、实施或执行 内部正弦表。该正弦表是在定时器例程中寻址的。只要AC输入电压变 为零电平或通过零点(如电阻器20和二极管22所感测或判定的)，正弦 表模块60的地址就被初始化并与AC输入电压同步。于是可以使正弦表 模块60与AC输入电压的线频率同步。用内部正弦表修改输入电流命令 信号Icom。因此，如图8A所示修改了占空比命令。根据AC输入电流 中三次谐波的量，从正弦表60提供的修改因子处于0.5到0.9的范围内。 电流命令Icom表示LED所需的电流水平。该电流命令Icom #皮乘以来 自正弦表60的正弦数据。从而电流命令Icom得到如图8A所示的修改。
参考图8A，在AC波形的中心修改的占空比信号电平低。这意味着与恒 定占空比控制的情况相比，AC输入电流的峰值电流水平得到些许减 小。因此，能够有效消除三次谐波问题，从而减少或降低全谐波失真 (THD)。
当DC输入电压Vdc是零交叉点附近的低值时，电感器电流iL变 小。如果DC输入电压Vdc为零，那么电感器电流iL也变为零。随着 DC输入电压增大，电感器电流iL也增大。因此，如果开关频率较高， 那么电感器电流il可能具有高阶谐波项。如果这些高阶谐波项被消除， 那么基频就与DC输入电压以及AC输入电压同步，如从图9的(a)和 (d)部分所看出的。
在使用FMS7401功率控制器实现的控制器30中，正弦表模块60 可以由存储在EEPROM或掩模式ROM中的程序实现且由CPU内核执 行(参见图6 )。在2004年6月2日提交的题为"A Modified Sinusoidal Pulse Width Modulation For Full Digital Power Factor Correction" 的相关 美国申请No. 10/858,701中提供了改变的占空比控制的更多细节，在此 全文引入其/>开。
将正弦表模块60的输出提供给乘法模块62。乘法模块62接收电流 命令信号Icom，该信号根据模块60的正弦表被修改。提供电流命令信 号Icom来控制LED电流Ic。在一个实施例中，如果给出电流命令信号 Icom的较高值，就提供更多LED电流以使LED 12更亮。乘法模块62 根据正弦表模块60的输出修改(用于占空比的)电流命令信号Icom, 以^更减少或消除输入电流ldc中的三次谐波成分。
在加法器64处将来自乘法模块62的输出加到来自A/D转换器66 的输出。数字PID模块70接收来自加法器64的输出。数字PID模块70 可以由软件实现并执行用于计算期望的输出占空比值的例程，使得加法 器64的输出为零。例如，可以通过将平均LED电流水平与内部期望电 流水平比较做到这点。数字PID模块70实施数字PID控制例程，本领 域的普通技术人员理解这点。数字PID例程计算或产生占空比控制信 号，从而将LED电流Ic调节到期望水平。
数字PWM控制模块72通常用于部分地调节或控制由功率块18提 供给LED 12的电流Ic。数字PWM控制模块72接收来自数字PID模块 70的输出和来自时钟发生模块68的时钟信号。数字PWM控制模块72
(在端子GO处)提供用于控制开关34的栅极的输出信号，如图2所示。
在一个实施例中，数字PWM控制模块72可以部分地实施用于调节LED 电流的软件例程。
如这里所述，功率块18可以实施采用数字和模拟控制二者的混合 控制技术。数字控制由A/D转换器66、正弦表模块60、乘法模块62、 时钟发生模块68、数字PID模块70和数字PWM控制模块72实施，用 于控制提供给LED 12的电流。模拟控制由比较器76和延迟计数器74 实施，可以用于过流保护(OCP)。采用混合控制技术(采用数字和模拟 控制二者)的一个原因在于，使用较慢的A/D转换器难于提供过流保 护，而具有快速指令执行能力的更快的A/D转换器和高速CPU内核又 更加昂贵。混合控制技术允许将A/D转换器66实现为较慢速的A/D转 换器，于是降低了成本。但是通过将模拟比较器76用于逐个周期的过 流保护提供了过流保护的较快性能。
控制器30可以在端子G6和G7处接收其他输入/输出信号(例如， 用于命令、数据或地址)。这些端子可以是使用任何适当的协议或技术 (例如I20的串行通信端口或任何其他适当端口。
图3为根据本发明实施例的时钟发生模块68的示范性实施的图 示。时钟发生模块68可以是控制器30的部分，且通常用于为控制器30 提供一个或多个时钟或振荡信号。如图所示，时钟发生模块68可以包 括内部振荡器100、时钟修调模块INIT2 102、数字时钟乘法器104、除 法器106和112以及复用器108和110。
内部振荡器100产生振荡信号Fclk,其可以具有例如2MHz的频 率。时钟修调模块INIT2 102可以是用于设置振荡信号Fclk的频率的初 始化寄存器。除法器106接收振荡信号Fclk并可以分割其频率。亦即， 除法器106产生频率为振荡信号Fclk频率的一部分(例如一半)的时钟 信号。于是，如果振荡信号FcIk具有2MHz的频率，除法器106可以产 生频率为lMHz的信号。将来自除法器106的振荡信号输出提供给乘法 器108和110的每个的A输入端子。
数字时钟乘法器104接收振荡信号Fclk连同使能PLLEN信号。在 一个实施例中，可以用一个或多个锁相环(PLL)电路实现数字时钟乘 法器104。数字时钟乘法器104可以产生具有各自频率的一个或多个时 钟信号，这些频率为振荡信号Fclk的频率(例如，4MHz、 8MHz、 16MHz
或32MHz)的倍数(例如2x、 4x、 8x、 16 x)。数字时钟乘法器104 的倍增因子可以使用2位FS[1:0]寄存器加以调节，其中FS[LO]= PSCALE[6.5]且使能信号PLLEN = PSCALE[7]。 PSCALE例如可以是存 储在适当寄存器中的8位值(PSCALE[8:0])(参见图4)。如果将振荡信 号Fclk设置为2MHz，取决于FS[l:O],数字时钟乘法器104的输出可以 是8MHz、 16MHz、 32MHz或64MHz。将来自数字时钟乘法器104的输 出信号提供给复用器110的B输入端子。
复用器IIO接收控制信号FSEL，其中FSEL为PSCALE寄存器的第 四位。在一个实施例中，如果控制信号FSELK)，那么复用器110输出 出现于其A输入端子的信号；如果控制信号FSEL=I，那么复用器110 输出出现于其B输入端子处的信号。复用器110的输出为信号Fpwm， 其可以被用作数字PWM控制模块72的基时钟信号。如图5所示，数字 时钟乘法器104的输出发送到数字复用器IIO输入B。如果FSEL二O, 复用器110的输出可以是lMHz，或者，如果FSEL-I,可以是8MHz、 16MHz、 32MHz或64MHz之一。于是，取决于FS[1:0]和控制信号FSEL 的设定值，Fpwm时钟信号可以具有从例如lMHz到64MHz的频率。
除法器112接收来自复用器110的信号Fpwm并可以产生频率为信 号Fpwm的频率的部分(例如八分之一)的时钟信号。于是，如果振荡 信号Fpwm具有8MHz的频率，除法器112可以产生频率为lMHz的信 号。将来自除法器106的振荡信号输出提供给复用器110的B输入端 子。
复用器108接收控制信号FM。在一个实施例中，如果控制信号 FM=0,那么复用器110输出出现于其A输入端子处的信号；如果控制 信号FM二l,那么复用器IIO输出出现于其B输入端子处的信号。复用 器108的输出为信号Coreclk，其可以被用作在功率块18中执行软件指 令的基时钟信号。
图4为根据本发明实施例的数字脉冲宽度调制(PWM)模块72的 示范性实施的图示。数字PWM模块72可以是控制器30的部分。图5 为根据本发明实施例的数字PWM模块72的示范性波形的图示。数字 PWM模块可以实施脉冲宽度调制(PWM)。数字PWM模块72可以用于 提供用来控制开关34的驱动的信号。可以在端子GO、 G1和G5处提供 来自数字PWM模块72的输出信号。端子G5处的输出信号可以被称为高压侧信号，端子GO处的输出信号可以被称为低压侧输出信号。
现在参考图4和5，如图所示，数字PWM模块？2可以包括除法器 80、 PSCALE寄存器81、计数器TIMER182、预载寄存器T1RA83、寄 存器T1CMPA 86和T1CMPB 84、数字比较器88和90、或门92、与门 94、延迟计数器96、寄存器DTIME 98和异或门97与99。
数字PWM模块72可以在除法器80处接收来自时钟发生模块68 的时钟信号Fpwm。除法器80用2W除时钟信号Fpwm的频率。除法器 80可以被实现为3位PS[2:0]寄存器，其中PS[2:0] = PSCALE[2:0]。 PSCALE寄存器81可以是用于存储PSCALE值的寄存器，其可以是8 位值(例如PSCALE [7:0])。除法器80的输出被用作计数器TIMERl 82 的输入时钟信号。计数器TIMERl 82可以被实现为自由运行的12位增 序计数器，其值随时间增大，复位后重复(参见图5)。
可以根据控制模式，通过改变预载寄存器TIRA83中的值来控制数 字PWM模块72的数字驱动频率。具体而言，预载寄存器83向计数器 TIMERl 82提供用于复位计数器TIMERl 82的值。参考图5,当计数器 TIMERl 82的值等于由预载寄存器TIRA 83提供的值时，计数器 TIMERl 82被复位。于是，如果由寄存器TIRA83提供的值被设置得更 低，就获得了更高的PWM频率。
寄存器T1CMPA 86和T1CMPB 84以及两个凄t字比较器88、 90支持 脉冲宽度调制(PWM)。寄存器T1CMPA 86和T1CMPB 84的每个都可以 实现为12位寄存器。数字比较器88将TIMERl的值与寄存器T1CMPB 84的值比较。数字比较器90将TIMERl的值与寄存器T1CMPA 86的值 比较。为了进行数字电源转换，可以通过对寄存器加载来对寄存器 T1CMPA 86编程，从而能够控制开关34的驱动导通或切断时间。
参考图5,信号OA为数字比较器90的输出，数字比较器90比较 TIMERl和T1CMPA。如果TIMERl的值大于T1CMPA的值，那么信号 OA变高。将该信号OA施加到或门92和与门94每者的两个输入之一。 当TIMERl的值达到存储于TIRA 83中的值时，使TIMERl的计数器复 位。接收时钟信号Fpwm的延迟计数器96使来自数字比较器的信号OA 输出延迟一延迟时间DT。可以通过寄存器DTIME 98调节该延迟时间 DT。图5中的信号DOA为延迟计数器96的输出。信号DOA比信号 OA滞后延迟时间DT。例如，如果信号Fpwm具有32MHz的频率(^，=
31.25ns)，可以将延迟时间DT调节到高达2)is (31.25ns x 26)。将来自 延迟计数器96的信号DOA输出施加到或门92和与门94的每者的两个 输入的另一个。
或门92具有用于低压侧的输出信号OL，与门94具有用于高压侧 的输出信号OH。输出信号OH和OL之间有延迟(参见图5)。将信号 OL提供给异或门97的一个输入，将信号OH提供给异或门99的一个输 入。内部端口 PG5向异或门97提供另一个输入。内部端口PGO向异或 门99提供另一个输入。由于需要将信号OL反转以用于适当的半桥操 作，将内部端口 PGO设置为'T'。异或门99的输出为提供于端子G0处 的低压侧栅极信号，并可以是信号OL的反转。异或门97的输出为提供 于端子G5处的高压侧栅极信号。在OH信号和反转的OL信号之间有延 迟时间，如图5所示。该延迟时间由DTIME寄存器98定义，构成了 OH和反转的OL信号之间的寂静时间的一些量。
图6为功率控制器200的内部方框图，功率控制器200可以是可从 Fairchild Semiconductor得到的FMS7401功率控制器。在一个实施例中， 可以用FMS7401功率控制器200实现电源转换器10中的功率块18的控 制器30。 FMS7401功率控制器200包括用于这里针对控制器30描述的
数字和模拟控制两者的元件。
对于模拟控制，功率控制器200具有基于模拟的运算放大器202、 204，复用器206和比较器208等。比较器208可以实现控制器30的比 较器76 (参见图2)。
对于数字控制，功率控制器具有数字硬件块210等。数字硬件块210 包括模数转换器(ADC)212、中央处理单元(CPU)内核214、各种存储器 SRAM 216、闪速ROM 218和EEPROM 220、计数器222和224、数字 脉冲宽度调制(PWM)元件226和输入/输出(I/0)端口 228。 ADC 212和数 字PWM元件226可以实现控制器30的A/D转换器66和数字PWM模 块72 (参见图2)。各种存储器216、 218和220中的一个或多个可以 存储用于正弦表模块60和数字PID模块70的软件(参见图2 ),该软 件由CPU内核214执行。
图7为根据本发明实施例的用于驱动多组LED 312a、 312b、 312c 和312d的数字单级电源转换器300的示范性实施的局部方框图形式的 示意图。
这种数字单级电源转换器300的一个示范性应用为大型屏幕LCD
CTV (例如尺寸超过40英寸)的背光照明，其需要较高的亮度。为了 提供这种亮度，希望是白色。虽然近期已经发布了白色LED，但是这些 白色LED没有用于大屏幕CTV中所需的足够亮度。因此，有可能组合 或混合不同颜色的(例如蓝色、绿色、红色)多组LED来产生期望高亮度 的白色。不过，不同颜色的LED具有各自的不同的正向电压降和电流标 称值。因此需要单独驱动每种颜色的LED组，使得不同颜色的输出强度 可以匹配。
参考图7， LED组312a、 312b、 312c和312d可以分别具有绿色、 红色、蓝色和绿色。希望有两组绿色LED，因为绿色LED的输出强度 通常弱于红色和蓝色LED。
可以操作数字单级电源转换器300来独立驱动每种不同颜色的LED 组312a、 312b、 312c和312d，同时控制提供《合所有不同LED组的电流。 在该实施例中，电源转换器300包括用于每个LED组312a、 312b、 3Uc 和312d的分立的功率块318 (独立地被标识为318a、 318b、 318c和 318d)。电源转换器300还具有EMI滤波器314和整流器316。在一些 实施例中，可以用单个电流命令来控制提供给所有不同LED组312a、 312b、 312c和312d的电流。
每个功率块318的实施可以基本类似于这里所述的功率块18。由于 每个功率块318的控制器30至少部分地以数字方式工作，可以利用适 当的技术(例如串行通信、I2C)通过适当端口将电源转换器300的输入 命令或驱动状况传输到外部电路或从外部电路接收电源转换器300的输 入命令或驱动状况。用外部电流命令控制绿色、红色、蓝色LED组312a、 312b、 312c和312d,同时控制AC输入电流，从而以低的全谐波失真 (THD)校正了输入功率因数。
如这里所述，根据本发明各实施例的单级电源转换器提供了很多技 术优势。这些优势包括，例如，能够驱动任意数量的LED,单个地或者
中的高压侧电流。:外，^;级、电源转换器可:、控制LK3电流并对AC 输入电流整形以进行功率因数校正(PFC)。该单级电源转换器可以实施 具有模拟和数字控制二者的混合控制技术。该单级电源转换器还可以利 用例如正弦表减少或降低总谐波失真(THD)。
虽然已经详细描述了本发明及其优点，应当理解，可以在其中作出 各种改变、替换和修改而不背离如所附权利要求所定义的精神和范围。 亦即，本申请中所包括的讨论意在充当一个基本描述。应当理解，特定
的讨论可能不会明确地描述所有可能的实施例；许多备选实施例都是隐
含的。还可能未完整地阐明本发明的一般属性，且可能未明确示出每个 特征或元件如何能实际上代表更宽范围的功能或更多种类的替代或等 效元件。再次，这些被隐含地包括在本公开中。在以面向装置的术语描 述本发明时，装置的每个元件都暗示地执行功能。说明书和术语都不意 在限制权利要求的范围。
权利要求
1.一种用于驱动至少一个发光二极管(LED)的电源转换器，所述电源转换器包括单级，可操作所述电源转换器为输入功率提供功率因数校正(PFC)并提供对提供给所述至少一个LED的电流的控制。
2. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述单级使用数字控 制来控制提供给所述至少一个LED的电流，并将模拟控制用于过流保 护。
3. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中用于输入功率的所述 PFC使所述输入功率的AC电流和AC电压同步。
4. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中用于输入功率的所述 PFC减少了总谐波失真(THD)。
5. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述单级包括用于减 少总谐波失真(THD)的正弦表模块。
6. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述单级包括用于识 别所述输入功率的同步状况的装置。
7. 根据权利要求6所述的电源转换器，其中所述输入功率具有AC电压成分，且其中用于识别同步状况的所述装置可以运行以识别所述 AC电压成分经过零点的至少一个时刻。
8. 根据权利要求1所述的电源转换器，其中所述单级包括 开关，电流才艮据占空比通过该开关流动；以及耦接到所述开关的控制器，用于控制所述开关的所述占空比。
9. 根据权利要求8所述的电源转换器，其中 当所述开关被切断时，向所述至少一个LED提供更多电流，从而^吏所述至少一个LED更亮；并且当所述开关被导通时，向所述至少一个LED提供更少电流，从而 使所述至少一个LED更暗。
10. —种利用输入功率驱动至少一个发光二极管(LED)的单级电 源转换器，所述转换器包括用于为所述输入功率提供功率因数校正(PFC)的装置；以及 用于控制提供给所述至少一个LED的电流的装置。
11. 根据权利要求10所述的单级电源转换器，其中所述用于提供 PFC的装置包括电阻器和二极管，用于识别所述输入功率的同步状况；以及 正弦表模块，用于使所述输入功率的电流成分和电压成分同步。
12. 根据权利要求10所述的单级电源转换器，其中用于控制电流 的所述装置包括电流感测装置，用于生成表示流经所述电源转换器的一 个支路的电流量的信号。
13. 根据权利要求10所述的单级电源转换器，包括开关，根据占 空比电流流经所述开关，其中用于控制的所述装置耦接到所述开关以控 制所述占空比。
14. 根据权利要求13所述的单级电源转换器，其中 当所述开关被切断时，向所述至少一个LED提供更多电流，从而4吏所述至少一个LED更亮；并且当所述开关被导通时，向所述至少一个LED提供更少电流，从而 4吏所述至少一个LED更暗。
15. 根据权利要求10所述的单级电源转换器，其中所述用于控制的装置提供过流保护。
16. 根据权利要求15所述的单级电源转换器，其中所述用于控制 的装置使用数字控制来控制提供给所述至少一个LED的电流，并将模拟 控制用于过流保护。
17. —种使用输入功率驱动多组发光二极管(LED)的电源转换器， 其中每组中的二极管是相同颜色的，所述转换器包括用于为所述输入功率提供功率因数校正(PFC)的装置；以及 用于控制提供给所述至少一个LED的电流的装置。
18. —种用于驱动至少一个发光二极管(LED)的单级电源转换器， 包括输入端子，用于接收经整流的交流(AC)输入功率；输出端子，在所述输出端子处向所述至少 一 个L ED提供驱动电流；开关，可以根据占空比控制所述开关，用于增加和减小提供给所述至少 一个LED的所述驱动电流；用于为输入功率提供功率因数校正(PFC)的装置，所述装置包括用于识别所述输入功率中的同步状况的装置；用于通过调节所述开关的所述占空比来控制提供给所述至少一个LED的电流的装置，所述装置包括耦接到所述开关的电流感测装置，用于生成表示流向所述至少 一个LED的电流量的信号；耦接到所述变压器的初级线圏的晶体管，用于控制流经所述初级线 圈的电流；耦接到所述晶体管的电流感测装置，用于生成表示流经所述电源转 换器的电流量的信号，所述电流感测装置形成用于所述电源转换器的电 流控制回^各的部分；控制器，所述控制器可以工作以提供所述电源转换器的所述电流控 制回路的模拟控制和所述电源转换器的所述电压控制回路的数字控 制。
全文摘要
本发明提供了一种单级电源转换器，用于驱动多个发光二极管(LED)。该电源转换器将AC输入电压转换成DC电流源并调节流到LED中的电流。此外，控制AC输入电流使之具有与AC输入电压同步的正弦波形，使得AC输入功率因数得到校正。因此，使用单个电源转换级同时获得了功率因数校正(PFC)和LED电流调节。因此能够以低成本获得更高效率。
文档编号H05B41/24GK101199239SQ200680017477
公开日2008年6月11日 申请日期2006年3月22日 优先权日2005年3月22日
发明者I-H·吴, M·拉亚巴里 申请人:美国快捷半导体有限公司