专利名称：Ccfl控制器的触发和开路灯调整的制作方法
CCFL控制器的触发和开路灯调整
要求优先权
本申请基于35 U.S.C. § 119(e)要求2006年7月6日提交且题为"Striking and Open Lamp Regulation for CCFL Controller，,的美国临时专利申请No. 60/806,714、 2006年10月4日提交且题为"Compensation for Supply Voltage Variations in a PWM"的美国临时专利申请No. 60/849,211、以及2006年10 月4日提交且题为"PWMDuty Cycle Inverse Adjustment Circuit"的美国临时 专利申请No. 60/849,254的优先权，其中每一份申请的全部内容通过引用结 合于此。
背景技术：
发明领域
此发明涉及用于控制供给荧光灯功率的逆变控制器，更具体地涉及具 有可靠的灯启辉和开路灯电压调整(voltage regulation)的逆变控制器。
相关技术描述
需要光但用来产生光所需的功率有限的多种应用中都使用荧光灯。一 种特定类型的荧光灯是冷阴极荧光灯(CCFL) 。 CCFL用于通常用于笔记 本计算机、网络浏览器、汽车和工业设备、以及娱乐系统中的液晶显示器 (LCD)的背光或边缘照明。这样的荧光灯需要短时间段的高启动电压(数 量级为700-1,600伏左右)以使灯管里包含的气体离子化以便启辉。在CCFL 中的气体离子化以及CCFL点亮之后，需要较低的电压保持CCFL开启。
CCFL管通常包含诸如氩气、氙气之类的气体以及少量汞。在初始启 辉阶段和等离子体形成之后，电流流过灯管而导致紫外光的产生。紫外光
又照射涂敷在灯管内壁中的磷光材料，产生了可见光。
已知为逆变器的功率转换电路一般用于驱动CCFL。逆变器接受直流
5(DC)输入电压并将交流(AC)输出电压提供给CCFL。通过控制流过 CCFL的电流(即灯电流)来控制CCFL的亮度(或光强)。例如，灯电流 可以是幅度调制或脉宽调制的，以控制CCFL的亮度。
一种类型的逆变器包括谐振电路。该逆变器包括使用功率金属氧化物 半导体场效应晶体管(MOSFET)按照半桥式布局或全桥式布局的开关晶 体管来提供直流到交流的转换。通过利用处于谐振频率的驱动信号来开关 MOSFET以在逆变器输出处提供最大功率。为了控制输出电压以及流过灯 的电流，逆变器可改变驱动信号的频率使其向着谐振频率或远离谐振频率。
发明内容
本发明的一个方面是逆变器，该逆变器具有顺序地控制用于使灯启辉 和调整开路灯电压的至少 -个驱动信号的占空比扫描以及频率扫描的闭环 反馈回路。在一个实施例中，闭环反馈回路包括检测器电路、控制电压发 生器以及两个电压转换器。检测器电路监控逆变器的输出电压并指示逆变 器的输出电压何时大于预定阈值。当逆变器进入用来使灯启辉的触发模式 (strike mode)时控制电压发生器产生能以预定速率从第一电平向第二电平 变化的控制电压信号。控制电压发生器耦合到检测器电路的输出，并且当 检测器电路的输出指示逆变器电压大于预定阈值时，控制电压信号停止以 预定速率变化。 一个电压转换器响应于控制电压信号值的第一范围产生第 一控制输出，另一电压转换器响应于控制电压信号值的第二范围产生第二 控制输出。在一个实施例中，控制电压信号值的第一范围与第二范围不交 迭，以使在启辉尝试期间驱动信号的占空比扫描和频率扫描不同时出现。 在另一实施例中，占空比扫描和频率扫描部分地交迭。可终止占空比扫描 或频率扫描以将逆变器的输出电压调整为期望开路灯电压电平。另外，当 灯启辉时(例如当灯传导超过预定水平的电流时)或当在灯没有启辉的情 况下超时条件出现时，触发模式终止。
在一个实施例中， 一种使灯(例如荧光灯)启辉的方法包括顺序地控 制脉宽调制(PWM)控制器中的占空比扫描和频率扫描以将增大的输出电 压提供给灯。例如，该方法以 -种新颖的方式控制灯启辉和开路灯电压调整的两个参数(占空比和频率)。该方法允许在PWM控制器的触发模式 期间的启辉以及开路灯电压调整方案的不停顿操作。
该方法在具有宽工作范围变量(例如电池电压、变压器参数、灯特性、 印刷电路板寄生效应等)的应用中有利地提供可靠的灯启辉和开路灯电压 调整。在一个实施例中，灯耦合到变压器的次级绕组。当次级绕组上的电 压(例如次级电压或灯电压)足够高时，灯就触发。在一个实施例中，次 级电压取决于三个参数耦合到变压器初级绕组的信号(例如开关信号) 的占空比，开关信号的频率，以及施加到初级绕组的电池电压。
该方法还提供对开路灯电压的精确(或改善的)调整(例如，当灯在 触发模式期间失效时)。在一个实施例中，启辉方案连同开路灯电压调整 方案一起工作。例如，如果在触发模式期间灯没有出现或有缺陷，那么PWM 控制器就调整次级电压以防止损坏次级绕组。开路灯电压调整方案有利地 将次级电压控制(或限制)在足以使灯启辉的次级电压窗口 (或范围)内 而不损坏次级绕组。开路灯电压调整方案减少了次级电压中的过冲，并在 宽变量范围上调整了次级电压。例如，在一个实施例中开路灯峰值电压调 整指定在5%以内。
在一个实施例中，在占空比和频率在针对灯启辉和开路灯电压调整的 宽范围上变化的笔记本或膝上型计算机背光应用中使用本发明。本发明还 可应用于为可视显示使用背光的电视、汽车以及其它应用。本发明有利地 在稳定的闭环反馈回路中控制占空比和频率(例如，其中次级电压中的过 冲最小)。在具有不同的灯、变压器、印刷电路板布局、电池电压等的应 用中，占空比控制和频率控制的组合提供了灵活性，以在不会超过次级绕 组的最大额定值的情况下产生足以触发灯的次级电压。例如，本发明确保 触发频率不会太低或太高，对于相对低的电池电压，占空比不会太低，或 对于相对高的电池电压，占空比不会太高，或开路灯电压不会超过次级电 压额定值。
在一个实施例中，冷阴极荧光灯(CCFL)控制器连接到变压器的初级 绕组，以控制对耦合到变压器次级绕组的CCFL的功率。CCFL控制器控制 一组开关(例如通过交替地开和关半导体开关)以在初级绕组中产生具有由CCFL控制器确定的频率和占空比的交流(AC)信号。在一个实施例中，
选择变压器的初级对次级匝数比以增大次级绕组上的电压。次级绕组是高
Q值谐振电路的一部分，所述谐振电路包括连同电阻、电容器的该次级绕 组的寄生电感以及耦合到该次级绕组的其它寄生效应。
次级峰值电压是灯启辉和开路灯电压调整所关心的参数。使CCFL启 辉的次级电压是相对高(例如1.5千伏)的。次级电压取决于所施加的电池 电压、占空比和频率。因为次级绕组是具有陡峭边缘(steep skirt)的高Q值 谐振电路(或次级储能电路)的一部分，所以次级电压可响应于频率迅速 变化或占空比可在谐振频率附近变化。因为不同的灯特性和印刷电路板寄 生效应，谐振频率可显著地变化。
在一个实施例中，使用方波开关信号(或驱动信号)来在初级绕组中 产生交流信号。方波开关信号由具有该方波开关信号的占空比确定的幅值 比的奇次谐波频率组成。方波开关信号的各个脉冲中的能量被分配到这些 谐波频率中。窄脉冲的方波开关信号导致具有相对较窄的高压峰值的次级 电压。较宽脉冲的方波开关信号导致具有相对较低峰值的较宽的、更正弦 形状的次级电压。当方波开关伯'号的占空比(或脉宽)进一步增大时，次 级电压峰值的增大会逐渐减小。
在本发明的一个实施例中，控制器在触发模式的第一阶段期间改变驱 动信号的占空比，并在用来使CCFL启辉的触发模式的第二阶段期间改变 驱动信号的频率。如同所需地，调节占空比(例如，从最小到最大占空比)， 接着调节频率(例如，从较低频率到较高频率)具有许多优点。首先，闭 环回路调整(例如，开路灯电压调整)是更容易控制和补偿的，因为在改 变(或扫描)占空比的初始阶段不会改变闭环回路增益。其次，通过使较 低频率处的次级电压最大化——这通过在对频率进行扫描之前将占空比扫 描到最大占空比来实现——，增加了回路稳定性。当频率向谐振频率增大 时，闭环回路增益迅速地改变。在离开谐振频率的较低频率处，闭环回路 增益不会急剧地变化。因此，使低频率处的次级电压最大化提供回路稳定 性，其可导致更稳定的开路灯电压调整。第三，先对占空比进行扫描在具 有相对高的电池电压的应用中是有帮助的，其中相对低的占空比足以触发CCFL，而相对高的占空比会引起次级电压超过最大开路灯电压的额定值。 第四，通过从最小到最大占空比对占空比进行扫描能防止变压器饱和(其 中初级绕组表现为短路)。这种占空比扫描方法允许在到达变压器饱和之
前使CCFL在相对较低占空比时安全地启辉。变压器饱和取决于电池电压 和驱动信号脉宽的乘积。
在本发明另一实施例中，控制器在触发模式的第一阶段期间改变驱动 信号的频率，并在用来使CCFL启辉的触发模式的第二阶段期间改变驱动 信号的占空比。先对频率扫描再对占空比扫描的顺序同样具有优点。例如， 变压器能够在相对较高频率下传递更多能量。在使用未有足够安全系数的 变压器的一些应用中，当变压器工作在相对低频率和高占空比时会饱和。 因此， 一种触发顺序首先在相对低占空比下从相对低频率到相对高频率对 驱动信号进行扫描，接着如同所需地，在相对高频率下从相对低占空比到 相对高占空比对驱动信号进行扫描。从低但固定的占空比的驱动信号开始， 并且首先对驱动信号频率的扫描是防止变压器饱和的一种更安全的方法， 因为更高频率的工作减小了饱和的危险，尤其是在其中没有将占空比限制 为电池电压的函数的前馈电路的应用中。
为了概括本发明，本文已描述了本发明的某些方面、优点和新颖特征。 应当理解，根据本发明的任一特定实施例不一定会获得所有这些优点。因 此，可按照实现或优化本文所示教的 -种优点或一组优点而不一定实现本 文所示教或建议的其它优点的方式来具体化或实现本发明。
附图简述
图1是根据本发明一个实施例用于对荧光灯供电的逆变器的框图。 图2是图1所示的电压转换器的一个实施例的电路图。 图3示出来自逆变器的电路仿真的多种波形。 图4说明示出开路灯电压调整的多种波形。 图5提供图4所示波形的展宽图。
详细描述
9下文将参考附图描述本发明数个实施例的进一步描述。图1示出用于 对灯(例如CCFL) 100供电的逆变器的一个实施例的电路框图。该逆变器
包括不停顿地控制灯100的启辉并在逆变器的触发模式期间提供开路灯电
压调整的闭环反馈回路。在一个实施例中，闭环反馈回路包括电压检测器
电路102、控制电压发生器104、第一电压转换器106、以及第二电压转换 器108。
例如，电压检测器电路102接收指示输出电压(或灯100上的电压) 的第一反馈信号(VSNS)，并产生指示何时输出电压大于对应于第一基准 电压(VREF1)的预定电压电平的输出。控制电压发生器104产生能以第 一预定速率变化(例如从第一电平到第二电平)的控制电压(VC)，直到 电压检测器电路102的输出指示灯上的电压大于预定电压电平(例如当 VSNS大于VREF1时)。电压检测器电路102使控制电压发生器104停止 以第一预定速率变化，并响应于第一反馈信号调节控制电压以将逆变器的 输出电压调整到约预定电压电平。例如，当第一反馈信号超过第一基准电 压时，可通过按第二预定速率减小来调节控制电压(例如电容器120通过 电阻144的部分放电)。因此，如果在触发模式期间灯100没有出现，那 么输出电压被调整为约预定电压电平以防止损坏逆变器组件(例如高电压 变压器)。
向第一电压转换器106和第二电压转换器108提供控制电压。第一电 压转换器106响应于控制电压的第一范围产生确定触发模式期间的驱动信 号占空比的第一控制输出。第V.电压转换器108响应于控制电压的第二范 围产生确定触发模式期间的驱动信号频率的第二控制输出。例如，在触发 模式期间选择性地将第一控制输出和第二控制输出提供给PWM电路110 以产生用于控制供给灯100的功率的PWM信号。在一个实施例中，PWM 电路IIO实现于具有电压检测器电路102、控制电压发生器104、第一电压 转换器106、以及第二电压转换器108的普通控制器集成电路154中。
在一个实施例中，将PWM信号提供给桥式驱动器112以产生用于控 制开关网络114中相应的半导体开关的多个驱动信号。开关网络114将交 流极性的电源电压(例如基本直流源电压或VBAT)耦合在变压器116的初级绕组上以在变压器116的次级绕组上产生基本交流电压。灯100耦合 到变压器116的次级绕组。
在图1所示的实施例中，开关网络114被示为包括四个晶体管Ml、 M2、 M3、 M5的全桥式开关网络。其它开关网络布局(例如半桥式，推挽 式等)也是可能的。在一个实施例中，变压器116的次级绕组通过谐振电 感器150和直流阻挡电容152耦合到灯100。谐振电感器150可以是与次级 绕组伴生的漏电感而不是独立组件。谐振电感器150是次级谐振电路的一 部分，该次级谐振电路还包括电阻、电容器、以及耦合到次级绕组以建立 谐振频率的其它寄生效应(未示出)。
在一个应用中，控制电压(VC)在触发模式的开始具有零伏的初始状 态，且以预定速率增大至预设值(例如，VDD或电源电压)。可通过使用 不同的电路布局的许多方法产生控制电压，而图1示出一种产生控制电压 的方法。例如，峰值检测器晶体管(或NMOS晶体管MO) 118开始时截止， 而电容器(CO) 120通过上拉电阻(pull-up resistor)122充电以在电容器120 上以RC指数变化率产生控制电压。
控制电压被提供给第一和第二电压转换器106、 108的输入端子(或输 入端口)。在一个实施例中，电压转换器106、 108具有有限的和不交迭的 输入范围。例如，第一电压转换器(或电压转换器#1) 106具有第一有限输 入范围(例如0-l伏)，而第二电压转换器(或电压转换器#2) 108具有第 二有限输入范围(例如l-2伏)。当控制电压在相应的有限输入范围内时， 各个电压转换器的输出改变。
图2是电压转换器-个实施例的示意图。在第一电阻(Rl) 200上产 生基准电压。例如，对于第一电压转换器106，基准电压约为0.5伏。可选 择此基准电压和第二电阻(R2) 202的值以确定(或限制)电压转换器的 输入范围。将来自图1的控制电压(VC)提供给输入端口 (V输入)。通 过各自的PMOS源跟随器(M6和M7) 215、 212使基准电压和控制电压电 平移动。在第二电阻(R2) 202 l:可以看出输入端口处的输入电压(V输 入)与基准电压之间的差分电压(VDIFF)。将由第二电阻(R2) 202传导 的电流增加到由晶体管M2 204传导的电流中或从中减去。晶体管M2 204
11传导从包括晶体管M4 214的带隙电路得到的电流基准。包括晶体管M9、 M8、 M5以及M0的电流镜像电路208对电流基准和由第二电阻(R2) 202 传导的电流的总和取镜像，以在输出电阻(RO) 206上产生输出电压(V 输出)。电流镜像增益和输出电阻(RO) 206可用来测量和偏移第一电阻 200上的输入电压和基准电压之间的差分电压。电压转换器的输出部分的具 体细节取决于将耦合到输出电压的电路。
在图1所示实施例中，在触发模式期间选择性地将来自第一电压转换 器106和第二电压转换器108的输出提供给PWM电路110的第一和第二 输入端子。在一个实施例中，PWM电路110包括振荡器124、 PWM比较 器126以及可选的前馈电路128。可选的前馈电路128——如果存在的 话——耦合在PWM电路110的第一输入端子和PWM比较器126的第一输 入端子之间。PWM电路110的第一输入端子处的电压确定PWM比较器126 的输出端子——其也是PWM电路IIO的输出端子——处PWM信号的脉宽
(或占空比)。振荡器124为PWM比较器126的第二输入端子产生锯齿 波形。锯齿波形的频率由PWM电路110的第二输入端子处的电压确定。
在稳定状态工作期间(或运行模式期间)，选择性地将基本固定的基 准电压(VREF3)提供给PWM电路110的第二输入端子以为逆变器建立 基本稳恒的工作频率。在运行模式期间，将PWM电路110的第一输入端 子选择性地耦合到包括误差放大器130的电流反馈回路。例如，电流反馈 回路感测由灯100传导的电流，并产生指示灯电流水平的电流反馈信号
(ISNS)。在一个实施例中，电流反馈信号是在与灯100串联耦合的感测 电阻132上产生的电压。电容器134可选地与感测电阻132并联耦合而用 于滤波。将电流反馈信号提供给全波整流器136以为误差放大器130的第 一输入端子产生基本直流信号。将指示期望灯电流幅度的电压(VREF2) 提供给误差放大器130的第二输入端子。在一个实施例中，误差放大器130 是跨导放大器，而电容器(Cl) 138耦合到误差放大器130的输出端子以 在运行模式期间为PWM电路110的第一输入端子产生误差电压。误差电 压用来调节PWM电路IIO的输出处的PWM信号的脉宽(或占空比)以在 运行模式期间实现期望的灯电流幅度。在一个实施例中，第一电压转换器106被配置成将0-1伏输入电压转
换成在由振荡器124产生的锯齿波形的谷值和峰值内的输出电压。例如， 锯齿波形可具有3伏的峰一峰电压以及1伏的谷值(或偏移)电压。将第 一电压转换器106的输出电压作为基准电压提供给PWM比较器126的第 一输入端子。当PWM比较器126的第一输入端子处的基准电压改变时， PWM比较器126的输出端子处的信号的占空比改变(例如没有显著不连续 性的扫描或改变)。在图1所示实施例中，在第一电压转换器106的输出 和PWM比较器126的第一输入端子之间示出了可选的前馈电路128。如下 文进一步所描述地，可选的前馈电路128可响应于电源电压变化对PWM比 较器126的输出端子处的信号的占空比作出另外的调节。
在一个实施例中，第二电压转换器108被配置成将来自控制电压(VC) 的1-2伏输入电压转换成用来从起始频率(例如，常规灯运行频率)到数 倍(例如两倍)于起始频率对振荡器124的频率进行扫描的输出电压。其 它频率扫描范围也是可能的。因为控制电压从零伏开始斜升(ramps)，而第 一电压转换器106的输入范围小f第二电压转换器108的输入范围，所以 第一电压转换器106的输出电压将在第二电压转换器108的输出电压之前 变化(或扫描)。
在上述实施例中，选择电压转换器106、 108的输入范围以使PWM比 较器126的输出首先在起始频率处在占空比中扫描，接着在预定(或最大) 占空比处在频率中扫描。优选地，占空比和频率扫描不相关且不会同时相 互影响。在一个实施例中，预定占空比受到将占空比与所施加的电池电压 相联系的前馈电路的限制。例如，前馈电路调节占空比以补偿所施加电池 电压的变化。在2006年10月4日提交且题为"Compensation for Supply Voltage Variations in a PWM"的共同拥有的美国临时专利申请第60/849,211 号以及2006年10月4 H提交且题为"PWM Duty Cycle Inverse Adjustment Circuit"的美国临时专利申请第60/849,254号中公开了 一些前馈电路的细 节，其中这些公开通过引用整体结合于此。
在其它实施例中，选择(或限制)电压转换器106、 108的输入范围以 使频率扫描出现在占空比扫描之前。例如，如上参考图2所述，可改变电压转换器106、 108的输入电压范围，且上面讨论的输入电压范围可在电压 转换器106、 108之间颠倒，以使频率扫描首先出现。在利用相对低电池电 压(例如约7伏)触发灯100的情况中，频率扫描更有效，而在利用相对 高电池电压(例如约20伏)触发灯100的情况中，占空比扫描更有效。在 又一实施例中，电压转换器106、 108的输入电压范围交迭以在占空比扫描 与频率扫描之间提供交迭。
图3示出一仿真，其中示出在10伏电池电压情况下的应用中，控制电 压300、次级或灯电压302以及开关信号304与时间的关系。例如，当控制 电压300从约零伏斜升至约2伏时，灯电压302和开关信号304的占空比 首先扫描，然后在最大占空比时对它们的频率扫描。从占空比扫描到频率 扫描的改变用线状注释"A"来标记。在标准应用中，当灯电压302高到足以 触发灯或超过对应于图1中的VREF1的预定开路灯电压时，控制电压300 停止斜升而且扫描停止。在图3中所示的仿真中，允许控制电压继续斜升 以示出连续扫描如何影响灯电压302。例如，由于开关信号304的占空比增 大，灯电压302开始随时间增大直到由线A标记的时间。之后，因为开关 信号304的频率增大，灯电压302继续随时间增大直到频率超过与次级谐 振储能电路伴生的谐振频率。当频率增大到超过谐振频率时，灯电压302 开始减小，因为当频率离开谐振频率移动时，次级谐振储能电路的电压增 益减小。
参考图1，在触发模式期间用来调整开路灯电压的电压检测器电路102 的一个实施例包括全波整流器140、比较器142、晶体管MO (例如NMOS) 118以及电阻RO 144。包括电容器C6 146和电容器C11 "8的电容器分压 器电路用来监控变压器次级电压，并产生要提供给全波整流器140的输入 端子的感测电压(例如第一反馈信号或VSNS)。比较器142将全波整流器 140的输出与基准VREF1进行比较。如果全波整流器140的输出(例如输 出峰值电压)超过基准VREF1 (诸如在开路灯情况期间)，则比较器将使 晶体管MO 118导通以调节控制电压以使变压器次级电压保持(或被调整) 在预定开路灯电压电平(或幅度)。因此，晶体管M0 118、电容器C0 120、 电阻RO 144以及上拉电阻122构成峰值检测器电路。在一个实施例中，选择电阻器R0 144和上拉电阻122之比以使电容器C0 120具有较快的放电 速率和较慢的充电速率。
因为电压检测器电路102的输出耦合到调整启辉的控制电压，所以形 成了闭环反馈回路。闭环反馈回路通过调节控制电压来调整变压器次级电 压，直到全波整流器140的输出约等于基准电压VREF1。图4示出示为波 形502的作为时间函数的变压器次级电压(或开路灯电压，例如变压器116 的次级绕组上的电压)，与示为波形504的作为时间函数的控制电压，以 及示为波形500的作为时间函数的对幵关网络114中的半导体开关所施加 的驱动信号之一之间的关系的一个示例。图5更具体地示出确认开路灯电 压的优异调整的图4的一部分。例如，在约时间T1时，变压器次级电压达 到预定电平而控制电压电平关闭(或停止增大)以将变压器次级电压约保 持在预定电平。
在一个实施例中，两个单刀双掷(SPDT)开关用来在图1的触发模式 和运行模式之间切换(或选择)。例如，可检测灯100的启辉来从触发模 式切换到运行模式。在一个实施例中，通过监控何时电流反馈信号(ISNS) 超过阈值确定启辉。在图1所示实施例中，可将全波整流器136的输出与 阈值电压VREF2或独立电压基准比较以确定灯IOO的启辉。当认为灯100 点亮时，SPDT开关切换并闭锁至运行模式位置。在运行模式位置中，振荡 器124耦合到将振荡器频率设置为运行模式频率(例如，初始或最低触发 模式频率)的基准电压VREF3。可选的前馈电路128的输入耦合到一旦当 灯IOO点亮时调整灯电流幅度的误差放大器130的输出。
虽然已经描述了本发明的某些实施例，但这些实施例仅作为示例给出， 而不是为了限制本发明的范围。实际上，本文所描述的新颖方法和系统可 具体化为多种其它形式，而且可在本文所描述的方法和系统的形式中作出 多种省略、替换以及改变而不背离本发明的精神。所附权利要求及其等价 物旨在覆盖作为落入本发明范围和精神的这些形式或修改。
权利要求
1. 一种用于使灯启辉的逆变器，包括配置成在所述逆变器的触发模式期间产生以第一预定速率从第一电平向第二电平变化的控制电压信号的控制电压发生器，配置成接收所述控制电压信号和响应于所述控制电压信号值的第一范围产生第一控制输出的第一电压转换器，其中所述第一控制输出控制所述逆变器驱动信号的占空比；以及配置成接收所述控制电压信号和响应于所述控制电压信号值的第二范围产生第二控制输出的第二电压转换器，其中所述第二控制输出控制所述逆变器的驱动信号频率，而且所述控制电压信号值的第二范围的至少一部分与所述控制电压信号值的第一范围不交迭，从而有顺序地控制所述逆变器驱动信号的占空比扫描和频率扫描。
2. 如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，还包括配置成监控所述逆 变器的输出电压以及产生指示何时所述逆变器的输出电压大于预定阈值的输 出的检测器电路，其中当所述检测器电路的输出指示所述逆变器的输出电压大 于所述预定阈值时，所述控制电压信号停止以所述第一预定速率变化。
3. 如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，当所述灯在所述逆变器的 输出电压到达所述预定阈值之前没有启辉时，所述检测器电路调节所述控制电 压信号以保持所述逆变器的输出电压约为预定阈值。
4. 如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，所述控制电压发生器包括 在电压源上串联耦合的电阻器和电容器，在所述电容器上产生所述控制电压信 号，而且当所述逆变器的输出电压大于所述预定阈值时，所述检测器电路以第 二预定速率使所述电容器放电。
5. 如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述驱动信号在第一启辉 阶段期间从相对低占空比向相对高占空比扫描，而在第二启辉阶段期间从相对 低频率向相对高频率扫描，所述第二启辉阶段紧随所述第一启辉阶段。
6. 如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述驱动信号在第一启辉 阶段期间从相对低频率向相对高频率扫描，而在第二启辉阶段期间从相对低占空比向相对高占空比扫描，所述第二启辉阶段紧随所述第一启辉阶段。
7. 如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，还包括具有第一输入和第二输入的脉宽调制电路，其中所述第一控制输出在所述 逆变器的触发模式期间选择性地耦合到所述第一输入，而所述脉宽调制电路的 输出用来产生所述驱动信号；以及配置成产生第二输入的斜坡信号的振荡器电路，其中所述第二控制输出在 所述逆变器的触发模式期间选择性地耦合到所述振荡器电路的输入。
8. 如权利要求7所述的逆变器，其特征在于，还包括耦合在所述第一控 制输出和所述脉宽调制电路的第 -输入之间的前馈电路，其中所述前馈电路改 变所述脉宽调制电路的第一输入处的电压以补偿电源电压变动。
9. 如权利要求7所述的逆变器，其特征在于，还包括监控灯电流的误差 放大器，其中将所述误差放大器的输出选择性地提供到所述脉宽调制电路的第 一输入，而在所述逆变器的运行模式期间将基本固定的电压选择性地提供到所 述振荡器电路的输入。
10. 如权利要求9所述的逆变器，其特征在于，由所述灯电流确定在所述逆变器的触发模式和运行模式之间的选择。
11. 一种用于使灯启辉的方法，包括产生控制电压，其中所述控制电压具有用于控制驱动信号占空比的第一值 范围和用于控制所述驱动信号频率的第二值范围，其中所述驱动信号控制供给 所述灯的功率；以及使所述控制电压从第一电平向第二电平变化以顺序地控制所述驱动信号 的占空比扫描和频率扫描以将增大的输出电压提供给所述灯。
12. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括当电流反馈信号指示所述灯已启辉时或当所述灯上的输出电压到达预定 阈值时，终止所述占空比扫描或所述频率扫描；以及利用指示所述灯上的输出电压的电压反馈信号调节所述控制电压，以在所 述灯上的输出电压已到达所述预定阈值之后，将所述灯上的输出电压保持成约 为所述预定阈值。
13. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述控制电压的第一值范3围与第二值范围不交迭。
14. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，在所述驱动信号的频率扫 描之前出现所述占空比扫描。
15. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，在所述驱动信号的占空比 扫描之前出现所述频率扫描。
16. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述驱动信号的占空比在 初始启辉阶段期间从相对低水平向相对高水平变化，而所述驱动信号的频率在 随后的启辉阶段期间从相对低频率向相对高频率变化。
17. —种逆变器电路，包括用于产生从第一电平向第二电平变化的控制信号的装置； 用于使用所述控制信号来顺序地进行驱动信号的占空比扫描和频率扫描以将增大的输出电压提供给负载的装置；以及用于当所述输出电压的反馈信号大于第一阈值时或当所述负载传导高于第二阈值的电流时终止所述占空比扫描或所述频率扫描的装置。
18. 如权利要求17所述的逆变器电路，其特征在于，还包括用于当所述 输出电压反馈信号大于所述第一阈值时响应于所述输出电压反馈信号调节所 述控制信号以调整对所述负载的输出电压的装置。
19. 如权利要求17所述的逆变器电路，其特征在于，所述占空比扫描在 所述频率扫描之前。
20. 如权利要求17所述的逆变器电路，其特征在于，所述频率扫描在所 述占空比扫描之前。
全文摘要
用于在逆变器的触发模式期间使灯启辉的一种装置和方法包括顺序地控制逆变器中驱动信号的占空比扫描和频率扫描以将增大的输出电压提供给灯。一个实施例有优势地包括用来实现占空比扫描和频率扫描的闭环反馈回路以使在触发模式期间可靠地调整开路灯电压。例如，当对灯的输出电压达到预定阈值时闭环反馈回路使占空比扫描或频率扫描停止，并且如果灯未启辉则按需调节驱动信号的占空比或频率以将输出电压保持成约为预定阈值。
文档编号H05B41/392GK101502184SQ200780029404
公开日2009年8月5日 申请日期2007年7月5日 优先权日2006年7月6日
发明者D·K·兰柯比, G·C·亨利 申请人:美高森美公司