专利名称：具有热致颜色漂移的补偿的 led 驱动器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于发光二极管(LED)的驱动器电路的领域，特别是用于多色LED应用。
背景技术：
发光二极管(LED)的亮度直接取决于流过二极管的负载电流。为了改变LED的亮 度，已知可使用被设置为代表所需亮度的电流的可控电流源。在数控应用中，可能用数模转 换器(DAC)来设置该可控电流源的电流。
由于人眼无法分辨大约100赫兹或更高的高频亮度波动，所以，已知对LED供应足 够频率的脉冲宽度调制(PWM)电流。在此情况中，人眼低通过滤LED的所产生的脉冲宽度 调制亮度，即，眼睛仅可感觉到取决于平均LED电流的平均亮度，该电流与脉冲宽度调制工 作循环成比例。因此，仅有通过LED的平均电流与人眼感觉到的亮度相关。
已知可组合不同颜色(例如，红色，绿色和蓝色)的光，每种颜色具有可变的亮度， 以在可见光谱中产生几乎任何色感。在现代的照明系统或显示器中，用至少三个不同颜色 的LED的组合来提供多色照明。可将该三个一组的LED配置在矩阵状的结构中，从而形成 这样的显示器，其中，用典型地包括红色，绿色和蓝色LED的三个一组的LED来代表显示器 的每个“像素”。为了改变像素的颜色，必须可分别调节不同LED的亮度。因此，三个LED都 可由足够高频(例如400赫兹)的脉冲宽度调制电流信号驱动。
然而，对于现代的照明系统或显示器来说，分辨率要求都非常高。也就是说，应可 将单个LED的亮度调节至至少4096个不同的亮度值，其与12比特的亮度分辨率相应。当 使用脉冲宽度调制来控制亮度时，必须提供大约600纳秒的时间分辨率，以能够用12比特 分辨例如2.5毫秒(相当于400赫兹)的PWM周期。这导致需要非常快地转换电流，具有所 有已知的伴随而来的问题。特别地，当随着亚微秒范围中的上升和下降时间转换电流时，电 磁适应性(EMC)较低。
此外，每个单独的LED的亮度受到热漂移，这会在多色应用中导致相应的颜色漂 移。响应于温度变化改变电流以补偿温度漂移的效果并不令人满意，因为单个LED的颜色 的波长可能响应于变化的LED电流而改变。因此，在多色LED系统中，非常复杂的亮度控制 将是必须的，因为，当改变三个LED像素的亮度时，必须校正颜色。
通常，对于驱动LED和多色LED配置，特别是对于在较宽的温度范围上提供改进的 颜色稳定性的LED驱动器，需要有一种替代的概念。发明内容
本发明公开了 一种用于驱动多色LED配置的电路配置，其中，多色LED配置由至少 的第一发光二极管和第二发光二极管组成，这些二极管发出不同颜色的光并被布置为彼此 相邻以得到加色混合，以提供所需颜色。根据本发明的一个实例，电路配置包括温度感测 电路，其被构造为提供代表发光二极管的温度的数字温度信号。电路配置进一步包括用于每个发光二极管的电流源，其被构造为，根据由电流源接收的相应控制信号，对发光二极管供应相应的负载电流。第一和第二调制单元被构造为产生控制信号，控制信号被调制为使得每个控制信号的时间平均值与相应Σ-Λ调制器的相应输入信号的值相对应。最后，电路配置包括被构造为提供输入信号的校准电路，该输入信号取决于定义所需颜色的颜色信号，并取决于数字温度信号。
此外，公开了一种用于驱动多色LED配置的方法。这种多色LED配置包括发出不同颜色的光的至少的第一发光二极管和第二发光二极管。LED被配置为彼此相邻用于加色混合，以提供所需颜色。该方法包括产生代表发光二极管的温度的温度信号；并将根据相应的控制信号调节的负载电流提供给每个发光二极管。该方法还包括，产生调制信号作为控制信号，控制信号被调制为使得每个控制信号的时间平均值与相应输入信号的值对应。 使用查找表提供取决于定义所需颜色的颜色信号并取决于温度信号的输入信号。
参考以下附图和描述，可更好地理解本发明。图中的部件并非必须是按比例的，相反，重点在于示出本发明的原理。此外，在图中，相似的参考数字表示相应的零件。在图中
图1是用于驱动多色LED的LED驱动器电路的框图2是提供脉冲密度调制输出信号的数字Σ-Λ调制器的框图3是包括图2的Σ - Λ调制器的LED驱动器电路的框图4是包括由第二调制器跟随的Σ-Λ调制器的LED驱动器电路的框图；
图5是与图3对应的LED驱动器电路的框图，但其具有加至输入以防止极限周期 (limit cycle)的抖动噪声；
图6是用于驱动多色LED的LED驱动器电路的框图，具有包括三倍的图3的驱动器电路的Σ-Λ调制器；
图7a是具有两个不同颜色的LED和相应的用于加色混合和亮度控制的驱动器电路的电路配置的框图7b是作为图7a的布置的一个替代方式的电路配置的框图7c示出了图7b的电路的电路细节；
图8a是另一 LED驱动器电路的框图，其中，用旁路电流源来控制通过LED的负载电流；
图8b是图8a的LED驱动器的框图，其中，MOS晶体管用作可转换的旁路电流源；
图9是更详细地示出了图3的驱动器电路的电流源的框图10是示出了与图3的电路相似的驱动器电路的框图，其中，Σ-Λ调制器接收额外电流反馈；
图11是示出了图10的电路的一个示例性实现方式的框图12是示出了不同颜色的LED的温致漂移(temperature induced drift)的时序图13是用于驱动多色LED的LED驱动器电路的框图，具有Σ-Λ调制器，其中，电路用补偿系数的表提供LED的温致亮度漂移的补偿；
图14示出了图13的实例的一个改进，其允许有效地插入补偿系数；
图15是用于驱动多色LED的具有Σ-Λ调制器的LED驱动器电路的框图，其中， 电路用一组补偿系数的表提供多色LED配置的温致颜色漂移的补偿；
图16是更详细地示出了图13的实例的框图。
具体实施方式
图1示出了用于驱动三个一组的LED的LED驱动器电路，其中，每个LED具有不同的颜色。如果适当控制的话，这种三个一组的LED可用于通过颜色的相加混合来产生任何颜色的可见光谱。为此目的，使用红色LED LDk，绿色LED LDe和蓝色LED LDB。在一些应用中，将白色LED增加为第四LED，以形成四个一组的LED。然而，根据应用情况的不同，两个不同颜色的不同LED可能足以进行颜色混合。为了控制每个LEDLDK，LDg, LDb的亮度，将每个LED与相应可控的(在本实例中，是可转换的)电流源QK，Qe和Qb串联。如果，例如，将产生黄光，则通过红色LED LDk的负载电流必须是零，并且，通过绿色LED LDe和红色LEDLDk的负载电流必须大约相等，其中，电流的绝对值取决于黄光的所需亮度。
然而，LED发出的光的波长将根据通过LED的负载电流的实际值而变化。当改变负载电流以调节亮度值时，此依赖性导致色调变化。为了避免此效果，可能使用可转换的电流源QK，Qg, Qb，由此，用脉冲宽度调制(PWM)控制信号来控制每个电流源。因为通过连续调节负载电流的值不会调节亮度值，而是通过在保持电流振幅基本上恒定的同时调节PWM控制信号的工作循环来调节亮度值，所以，LED的色调不会变化。用人眼执行PWM信号的“取平均值”。
在图1的示例性驱动器电路中，用识别校准表10的入口的指针CS选择色调，将三个LED的相应负载电流值SK，SG, Sb储存在校准表10中。对最大亮度校准所储存的值SK， SG, Sb，并将其与亮度值Sbk相乘(乘数11)，以得到减小的亮度。将产生的所需 平均电流值 Ie=Se · SBE, Ig=Sg · SBE, Ib=Sb · Sbk供应至脉冲宽度调制器PWMK，PWMg, PWMb，其产生相应的具有驱动LED的所需平均值的PWM控制信号。
在数控系统中，典型地，将所需平均电流值IK，Ie，Ib提供为8，10，12或16比特字。 PWM脉冲的重复频率典型地是400Hz，其足够高以使得人眼不会感觉到任何闪烁。然而，范围从IOOHz到600Hz或甚至更大(几kHz )的PWM频率通常用于此目的。如上面已经讨论的， 负载电流的非常快的转换是提供例如12比特的所需分辨率所必需的，其会导致例如EMC问题。
图2示出了 Σ-Λ调制器I (Σ-Λ调制器，通常也叫做Λ-Σ调制器)，其用于提供用来驱动LED LD的脉冲密度调制信号PDM，即分别是相应的可转换的电流源Q。脉冲密度调制信号通常是具有与输入信号相对应的平均值(即，在本实例中，是所需平均负载电流 I)的非周期性比特流。在本实例中，输入信号I (即，所需平均LED电流)是一连串12比特字。该比特流是一连串等距隔开的比特，即，代表二进制“I”的高电平和代表二进制“O”的低电平。如果Σ-Λ调制器的输入信号的电平高，那么，脉冲密度调制信号中的“I”比特的密度高，反之亦然。然而，一个比特符号(“I”或“O”)的长度总是相同的，并且等于比特速率的周期。例如，在40kHz的比特速率下，一个比特符号的长度是25 μ S。
Σ-Λ调制器I包括正向通路，其包括积分器30和量化器20。其进一步包括反馈通路，该反馈通路包括延迟元件21。延迟元件21接收量化器20的I比特输出信号PDM[k],在样本延迟的其输出处提供信号，并将其提供为12比特字，S卩，将延迟元件21的I比特输入信号的比特值拷贝至相应输出信号的最重要的比特。因此，“k”是时间索引。从输入信号I[k]减去延迟的输出信号PDM[k-l](减法器22)，并将产生的差I[k]-PDM[k-l]供应至积分器30，其输出与量化器20连接。
在本实例中，积分器30是标准的第一级数字积分器，在反馈通路中具有延迟元件 32并具有加法器31。积分器在z域中的转移函数为l/α-ζ—1)。然而，还可能应用更高级的积分器。量化器20可能是简单的比较器元件(I比特量化器)。在本实例中，量化器在其输出处提供其12比特输入信号值的最重要的比特。然而，多比特量化器20也可用于提供 N比特输出PDM信号，其是N比特字的流，S卩，一组N个“并联的”比特流。例如，在每次采样时间，3比特量化器将其输入信号的值数字转换成八个离散输出值中的一个，即，“000”， “001，，，“010，，，...，“110”，“111”(或十进制数中的0，…，7)，即，3比特量化器提供3比特字的流。
为了适当地操作Σ-Λ调制器I，必须充分过采样输入信号。然后，使数字转换噪声朝着更高频率“移动”，由此可通过简单的低通过滤来去除,在本情况中，有利地，由人眼执行该低通过滤。Σ-Λ调制器(也叫做“MASH调制器”)的噪声成形特性是众所周知的，这里不再进一步讨论，其中，MASH是“多级噪声成形”的简称。对于400Hz的输入信号Ik的带宽，40kHz的采样频率足以提供至少74dB的信噪比(SNRdB)，其与12比特的有效分辨率相应。可用以下等式计算有效比特数(ENOB):
ENOB= (SNRtff1-L 76)/6. 02, (I)
由此，可用以下等式计算信噪比SNRtffl
SNR^. 02N+1. 76-5. 17+301og10(OSR) (2)
对于具有第一级积分器30，过采样率OSR (采样率与带宽的比值)和N比特量化器 20 (在本实例中，N=I)的Σ-Λ调制器I。对于具有第二级积分器30的Σ-Λ调制器1，用以下等式给出信噪比SNRtffl
SNR^. 02N+1. 76-12. 9+501og10(OSR) (3)
从以上讨论中，可以看出，在给定的分辨率(例如12比特)和大约40kHz的适当频率下，Σ-Δ调制器提供脉冲密度调制输出信号，S卩，比特流，其可用于控制与LED驱动器电路(例如图1的电路)中的LED LDe, LDg, LDb连接的电流源QK，Qg, Qb。
为了在所需分辨率内进行稳定的操作，Σ-Δ调制器可以包括图形保真滤波器，用于将其输入信号的带宽限制至例如400Hz的预定义的带宽。
与使用用于驱动LED的PWM调制器的图1的电路相比，当相反地使用Σ - Λ调制器时，可允许转换的上升时间和下降时间长得多，因为比特流在提供相同的有效分辨率的同时在大约40kHz的相对低的频率下出现。更长的上升和下降时间会导致更小的电磁干扰(EMI)和更好的电磁兼容性(EMC)。
在以下的图11中进一步示出了图2的Σ-Λ调制器的一个替代实现方式(与图 11中的调制器I相比)。应指出，可能用分立元件或用执行适当软件的可编程装置来执行该 Σ-Δ调制器。
图3示出了 Σ-Λ调制器(例如图2的调制器)在LED驱动器电路中的应用。在图 3中仅示出了一个与一个电流源Q串联的LED LD。然而，可将图3的电路增至三倍，以与图I的电路类似地形成用于不同颜色的三个LED LDe, LDg, LDb的驱动器电路。此外，应指出， LED LD还可能代表包括多个LED (有时叫做LED链)的串联电路。Σ-Λ调制器I接收所需的平均电流值I，并提供相应的比特流，其是供应至可转换的电流源Q的脉冲密度调制控制信号。可能从如图1的(以及图6，图13，图15和图16中的)示例性电路中所示的校准表中获得Σ-Λ调制器I的输入信号I。
图4示出了如何在LED驱动器电路中应用Σ-Λ调制器的另一实例。当使用具有多比特量化器20 (例如，3比特量化器或3比特模数转换器)的Σ-Λ调制器I时，此实例是特别有用的。在此示例性情况中，量化器(与图2中的参考符号20比较)并不仅仅区分两个离散值“O”和“1”，而且区分八个离散值“000”，“001”，“010”，“011”，“100”，“101”， “110”和“111”，即，十进制数中的“O”至“7”。因此，Σ-Δ调制器I并不提供单比特输出信号PDM，而是提供3比特字的流，即，代表数字O至7的流的三个并联的比特流。为了将此三个比特流转换成一个用于驱动电流源Q的控制信号，可能使用第二调制器2，例如，脉冲宽度调制器(PWM)或脉冲频率调制器(PFM)。在本实例中，用PWM作为第二调制器。与图1 的实例相反，在例如25μ s的PWM周期的过程中(S卩，Σ-Δ调制器的采样时间)，PWM仅需要分辨8个不同的比特置(g卩，3个比特)。结果，由于布置在脉冲宽度调制器上游的Σ-Λ调制器I的原因，在保持或甚至增加分辨率的同时，可能将转换边缘的陡度减小5的系数。或者，可能用3比特数模转换器作为第二调制器2。在此情况中，布置在数模转换器(DAC)上游的Σ-Λ调制器I具有这样的优点低分辨率DAC是足够的。与图3的电路相比，本实例允·许甚至更慢的转换频率，在LED和驱动器电路之间的连接包括长电缆的情况中，该更慢的转换频率可能是有利的。此外，转换损耗更小。
当调制恒定的输入信号I时，Σ-Δ调制器I的脉冲密度调制输出信号(比特流) 可能表现出一些周期性。由于极限周期且由于比特流的光谱的原因，此效果并不是人们希望的，该比特流可能具有所谓的谐波，即，在某些离散频率下的峰值。为了避免谐波，如图5 所示，可能通过加法器12，对输入信号I增加具有零平均值的低功率噪声信号n[k]，以及， 例如三角形或矩形的概率密度函数。此技术也叫做“抖动”。由于Σ-Λ调制器I的噪声成形特性的原因，该功率是抖动噪声n[k]的功率，朝着人眼无法分辨的更高频率“移动”。也就是说，人眼执行比特流的低通过滤。抖动技术导致更低的信噪比，然而，与该更低的信噪比无关，可实现Σ-Λ调制器的所需分辨率。此外，抑制谐波，并破坏比特流的不希望有的周期性。应指出，抖动的概念可与这里描述的或图中示出的任何Σ-Λ调制器一起使用。
图6通过框图示出了用于驱动具有Σ-Λ调制器I的多色LED的LED驱动器电路， 其中，LED驱动器电路包括三倍的图3的驱动器电路。当然，带有具有如图4所示在其下游连接的第二调制器的Σ-Λ调制器I的驱动器电路也可用于构造多色LED驱动器。在本实例中，对每个颜色通道(红色，绿色和蓝色)使用一个根据图3的驱动器电路。此外，如参考图5讨论的，可对每个颜色通道的输入信号IK，IG, Ib增加抖动噪声。除了 Σ-Λ调制器I 以外，多色LED驱动器电路的其他元件与参考图1讨论的电路的元件相应。对于不太复杂的应用，两个仅具有两个不同颜色的LED的通道可能是足够的。在其他应用中，甚至可能使用第四通道，其包括，例如，用于额外亮度控制的白色LED。
图7a通过框图示出了用于驱动具有Σ-Λ调制器lb，Ic的多色LEDLDk，LDe的替代的LED驱动器电路。和在图6的实例中一样，将至少两个LED 0\和LDe中的每一个与相应的可控电流源Qk和Qe连接，使得发光二极管LDK，LDg的负载电流取决于电流源QK，Qg所接收的相应控制信号。以下是相对于图9和图10的可能用于本目的的可控电流源的实例。 通过控制信号设置通过LED LDK，LDe的负载电流，该控制信号是与图3的实例类似的Σ-Λ 调制器lb，Ic产生的比特流。比特流取决于相应的Σ-Λ调制器lc，lb的输入信号IK，Ie， 由此，每个比特流的平均值与上面已经说明的相应输入信号IK，Ie的值相应。可能从如相对于图1和图6 (以及图13和图15)示出的校准表中获得输入信号的值。与图6的实例不同，本实例使用不同的亮度控制方式。对另一 Σ-Λ调制器Ia供应亮度信号S1，其表示电路配置中的LED的所需总亮度。因此，也将模拟或数字亮度信号S1转换成比特流，其平均值代表所需亮度。将其他调制器lb，lc (其定义LED的有效颜色)产生的比特流乘以(乘法单元12)亮度比特流，以与颜色无关地调节LED的亮度。与图6的实例相比，可能通过用简单的AND门(见图7a，放大细节A)作为乘法单元12，来实现如图7a所示的两个比特流的相乘 (例如，调制器Ia和Ic的输出流，或者，分别是调制器Ia和lb)，然而，如图6的实例中所需的η比特乘法器11执行起来复杂得多。
然而，如果相乘的两个比特流强相关(当谐波(与图5的描述比较)出现时，可能是这种情况)，则根据图7a的实例的执行可能产生不希望有的假象。为了克服此问题，可能对如图5所示的相应调制器(例如，调制器la，lb, lc)的输入信号增加抖动噪声。另一 可能性是，将两个调制器中的一个放在AND门12的下游，如图7b和图7c所示，将该调制器的输出比特流相乘(例如，调制器lb，以及相应地，调制器lc)。
图7b示出了亮度值S1分别与色值Ie和Ik的上述相乘。比值Ie/IK定义有效颜色。当然，通过增加不同颜色的第三LED LDb，可扩展图7b的布置，从而允许通过加色混合产生任意颜色。亮度值S1和色值Ig与Ie是多比特的字，例如，8比特，10比特，12比特，或甚至16比特的字，与分别代表亮度值或色值的二进制数相应。与图7a相比，在图7b的布置中，将用于调制η比特色值IK，Ig的调制器lb，Ic设置在乘法单元12 (实现为AND门)的下游。然而，在相乘之前调制(调制器la) m比特亮度值S”因此，图7b的乘法单元12’接收代表亮度的单比特的连续流，以及(在每个时钟周期中)代表色值(例如，在本实例中，是 Ig或Ik)的字的连续流，每个字由η个(并联的)比特组成。结果，该乘法产生η比特字的流，其代表相应LED LDg (以及LDk，分别地)的相应平均负载电流的所需值。在每个时钟周期中，每个η比特字的流(代表Ie ^S1和Ik ^S1)的实际的η比特字分别由另一调制器Ib和 Ic接收，该调制器再次调制产生单比特的比特流的η比特字。该产生的比特流用来驱动相应的可控电流源Qe和Qk。
在图7c中示出了乘法单元12’的实现。将乘法单元实现为η个AND门的布置。 每个AND门接收输出比特流(每个时钟周期I个比特)，以及代表颜色的η个比特字(在图7b 的实例中，是Ie或Ik)的η个比特中的一个。将η个AND门的η个AND组合的输出比特组合，以在乘法单元12’的输出处形成η比特字。
图8a示出了另一用于驱动多个发光二极管LD1, LD2，…，LDn的驱动器电路。然而， 图8a的驱动器电路可能用于驱动至少两个发光二极管IA，LD2。驱动器电路包括主电流源 QM，其提供主电流1 。多个(例如，对于三种不同颜色的LED，是三个)旁路电流源Q1,Q2,…， Qn与主电流源Qm串联，并具有用于将一个发光二极管LD1, LD2,…，LDn与每个旁路电流源 Q1, Q2,…，Qn并联的端子。每个旁路电流源Q1, Q2,…，Qn驱动旁路电流IQ1，IQ2,…，IQN。
每个旁路电流源Q1, Q2,…，Qn和相应的发光二极管LD1, LD2,…LDn形成并联电路，其中，所有这些并联电路串联。
Σ-Δ调制器I与每个旁路电流源Q1, Q2,…，Qn连接,并被构造为控制通过相应旁路电流源Q1, Q2,…，Qn的相应旁路电流Iqi，Iq2，···，〗，结果，通过多个发光二极管的某一发光二极管LD1的有效负载电流Iun等于主电流Iqm和相应旁路电流Iqi之间的差，即
Ild1-1qm-1qij
其中，i是范围从I至N的指数，表示驱动旁路电流Iei和具有负载电流Iuii的发光二极管LDi的旁路电流源Qi的数量。
与图3，图4和图5的实例相似，可能通过适当地控制旁路电流IQi,并由此通过 Σ-Δ调制器I控制负载电流Iuh，将每个LED LDi的亮度调节至所需值。
每个Σ-Λ调制器I可能包括可数字寻址的总线接口，例如，用于连接串联总线30 的串联总线接口。可能从总线30接收作为二进制字的所需电流或亮度值。对于多色照明， 可能从如图1的实例所示的校准表中得到亮度值。当然，本实例的Σ-Λ调制器I之后可能是第二调制器2，例如，如参考图4讨论的脉冲宽度调制器。
图8b示出了一个与图8a的实例相似的实例，其中，用半导体开关(即，晶体管，例如M0SFET)作为旁路电流源Qi。除了旁路电流源以外，图8b的实例与图8a的实例相同。
在多色应用中，例如，包括红色LED LD1，绿色LED LD2和蓝色LEDLD3，以及如图8a 和图8b所示的驱动器电路的照明装置，可能通过用Σ-Λ调制器I适当地调节每个LED LDijLD2jLD3的亮度,来调节通过混合不同LED的光而产生的颜色。另外,可能通过改变总电流Iqm，来调节总亮度。与旁路电流源Q1至Qn类似，也可用Σ-Λ调制器控制主电流源Qm。
图9更详细地示出了图3的可控电流源的一个示例性实施方式。和图3的实例中一样，对Σ-Λ调制器I的输入供应所需电流值I (其可能是数字或模拟值)，Σ-Δ调制器 I在其输出处提供脉冲密度调制控制信号Vm，其中，脉冲密度调制控制信号Vm的平均值等于所需电流值I。将此脉冲密度调制控制信号Vm供应至可控电流源Q的控制输入EN， 该可控电流源Q提供具有平均值IQm_和最大值IQmax的脉冲密度调制电流值IQ。在电流源的正常操作过程中，电流Iq的平均值Ittean与所需电流值I直接成比例，即，可通过所需(模拟或数字)电流值I来设置电流源的平均电流IQm_。上面已经讨论了脉冲密度控制电流源与已知的脉冲宽度调制电流源相比的优点。
然而，如图3 (或者，更详细地，图9)所示的电流源的实现，可能具有一些缺点，当查看例如如图9所示的可控电流源的实际实现时，该缺点变得显而易见。电流源Q的输出电流Iq由晶体管T1提供；在本实例中，输出电流是MOSFET的漏极电流。通过参考电压VKEF， 分流电阻Rref和放大器Ampi,来设置输出电流的最大振幅Igmaxt5对放大器Ampi的第一输入提供参考电压Vkef，在本实例中，该放大器Ampi是运算放大器，并且，对放大器Ampi的第二输入供应反馈电压Rkef · IQ。分流电阻Rkef与晶体管T1串联，使得电流源的输出电流Iq流过分流电阻Rkef，并由此在分流电阻上产生与输出电流Iq成比例的压降Rkef · IQ。将放大器Am 的输出供应至晶体管T1的控制电极，在本实例中，晶体管T1是M0SFET的栅极电极。对于图 9的电流源Q的实现，将输出电流Iq控制为与参考电压Vkef成比例，其中，在本实例中，比例系数是1/Rkef。为了使得能够调制输出电流Iq，放大器Ampi具有控制输入(“使得能够”输入 EN)。脉冲密度调制控制信号Vm的逻辑电平使能(即接通)或禁止(即断开)该可控电流源，使得平均输出电流Itean与所需电流值I相应。
涉及图9的电路的功能的以上讨论并不考虑晶体管T1的负载电流通路上的压降 (即，漏极-源极电压Vds)的影响。只要晶体管T1上的压降Vds高于某一阈值，晶体管T1便在其饱和区域中操作，并且，其负载电流Iq (即，电流源Q的输出电流)与所述压降Vds无关。 但是，在改变电源电压的环境中，例如，如在汽车应用中，晶体管上的压降可能降至上述阈值之下，并且，晶体管T1开始在其线性区域中操作，这导致输出电流Iq不再与压降Vds无关， 而是与晶体管T1的负载电流通路上的减小的压降Vds成比例地减小。结果，平均输出电流 IteanF再与如供应至调制器I的输入的所需电流值I成比例，即，电流源Q的输出电流的平均值Ittean不再可由Σ-Λ调制器I的输入I控制，而是取决于外部效应，例如，可能是改变汽车用电池所提供的电源电压。在图9的左侧上的时序图中也可看到此不利效果。
图9的电路的上述缺点可由图10的电路克服，图10示出了本发明的一个实例。图 10的电路与图9的电路基本上相 同，除了额外的反馈回路以外。根据本实例，将代表电流源的输出电流的反馈信号(Iq · Reef)反馈至调制器I。如果电流源Q的平均输出电流IQ_n 由于不希望有的外部效应而改变，那么，调制器I调节其用于控制电流源Q的调制控制信号Vm，使得平均输出电流Ittean在其所需值保持稳定，该值由调制器I的输入信号I的值设置。由于额外的反馈回路的原因，可能补偿该不利的外部效应。在本实例中，如果电流源 Q的平均输出电流Ittean由于晶体管T1的负载电流通路上的减小的压降Vds的原因而减小， 那么，增加由调制器I提供并供应至电流源Q的PDM控制信号的脉冲密度。因此，补偿低漏极-源极电压Vds的效果。通过将图9和图10的时序图进行比较，可以看到本发明的此示例性实施方式的此效果。
图11示出了本发明的另一实例。图11的电路是图10的基本电路的一个示例性实际实施方式。本质上，更详细地示出了图10的调制器I的一个实例。图11的示例性调制器I包括比较器K1，锁存器D1和低通滤波器LP。比较器K1在其输入处接收代表所需平均电流值(与图10的实例中的符号I相应)的输入信号Vin和电流反馈信号Vfb’(其是代表以与图10的实例中相同的方式与调制器I连接的电流源Q的平均输出电流IQm_的低通过滤信号)。在本实施方式中，通过使电流源Q的分流电阻Rkef上的压降VFB=Iq · Reef低通过滤，来产生反馈信号Vfb’。这样选择低通滤波器LP的截止频率，使得滤波器的输出代表其脉冲密度调制输入信号的平均值。如果输入信号Vin (代表所需平均电流)比反馈信号Vfb’ (代表输出电流Iq的实际平均值)大，那么比较器K1输出高电平，并且，如果输入信号Vin比反馈信号Vfb’小，那么，其输出低电平。将比较器输出供应至锁存器D1的数据输入，S卩，在本实例中，是D锁存器。将时钟信号供应至D锁存器的时钟输入,并且，锁存器的输出与电流源Q的控制输入EN连接，S卩，锁存器提供作为输出信号的脉冲密度调制控制信号Vm，用于控制电流源Q。
图11的实例通过电路图示出了示例性调制器I的功能。显而易见的是，也可能以不同的方式实现相同的功能，例如，通过微控制器或数字信号处理器。在这种数字实现方式中，将通过模数转换器使压降Iq Wkef数字化，并且，可能将低通LP实现为数字(FIR或IIR) 滤波器。作为一个替代方式，可能使用图2的Σ-Λ调制器，来代替提供基本上相同功能的本调制器I。
可在驱动器电路内有效地使用图10和图11的电流源，以驱动如图3至图6所示的发光二极管，特别是在通过将三个不同LED发出的红光，绿光和蓝光进行加色混合来设置所需颜色的多色LED应用中，LED的可精确控制的平均负载电流Iqmean用于精确地设置颜色。
如以上已经提到的，LED发出的光的波长可能由于变化的负载电流振幅而改变。由于这个缘故，将负载电流振幅保持为常数，并通过根据脉冲宽度调制的，脉冲频率调制的， 或脉冲密度调制的控制信号接通和断开负载电流，来调节亮度，以使变色时刻稳定并避免多色LED配置中的色调的变化。然而，LED产生的所发出的光的发光强度还可能由于变化的温度而改变。对于不同颜色的LED，此温度依赖性是不同的，如可从图12的顶部图示中看到的。由于这个缘故，如图1和图6的实例中所示的校准表10仅对基准温度(例如，25°C) 是有效的。在基准温度周围的较窄的温度范围内，产生的颜色的变化(由于一个LED归因于颜色的强度的变化的原因)可能是可忽略的。然而，当多色LED配置应可在较宽的温度范围 (例如，从_25°C到75°C)中操作时，颜色漂移可能是重要的问题，该温度范围是在外部使用的LED显示器的工作温度的通常规格。
储存于校准表10中的数字是在基准温度下实现特定颜色输出(由指针CS识别)所需的所需平均LED电流SK，SG, Sb (分别用于红色，绿色和蓝色LED)。对于除了基准温度以外的温度，可能通过将储存于表10中的数字与适当的(依赖于温度的)补偿系数相乘，来“调节”校准表。图12的左下图示出了红色，绿色和蓝色通道的补偿系数。对于基准温度(在本实例中，是25°C)，该补偿系数是一致的。对于不同的温度，将储存于表中的所需负载电流值乘以与相应颜色相应的系数。由于通常对最大LED亮度并由此对最大电流计算表中的系数，所以，必须使补偿系数标准化，使得最大补偿系数是一致的。在图12的右下图中示出了标准化的补偿系数，该图是图12的左侧图的按比例的版本。
可能通过消除热致颜色漂移的效果，来增强已经参考图6说明的实例。为此目的， 提供了一张补偿表(例如，储存在非易失性存储器中的二进制数)，其包含如图12所示的不同温度下的标准化的补偿系数。例如，可能对所考虑的温度范围(例如，从0°C到50°C，以 1°C为单比特)中的不同温度，储存三个分别用于红色，绿色和蓝色通道的补偿系数(CK，Cg, Cb)ο测量LED LDe, LDg, LDb的实际的LED温度，并用补偿表10’确定相应的补偿系数。其相关温度值与所测LED温度最佳地匹配的系数CK，CG, Cb。此外，可能在该表内执行(例如， 线性)内插，以对未在表中列出的温度获得补偿系数CK，CG, Cb。
将储存于校准表10中的所需电流值SK，SG, Sb乘以从补偿表获得的相应的补偿系数CK，CG, Cb (例如，通过在表中查找其或通过内插)，并且，可能将其进一步乘以亮度值S1, 例如，S1可能在零和整数之间变化。相乘的结果是供应至调制器I的所需平均负载电流Ικ， IG, Ιβ，即，Ie=Se · Ce · S1, Ig=Sg · Cg · S1,以及 Ib=Sb · Cb · Siq 供应至相应电流源 QK，Qg, Qb 的调制控制信号可能与图1和图6的实例中相同。然而，可能用任何类型的调制器来驱动LED 的可转换的电流源，与这里描述的热致颜色漂移的补偿结合。
图14示出了一种特殊方法，其提供一种对未在补偿表10’中列出的温度值插入补偿系数CK，Ce，CB的有效方式。参考图14a，还用(数字或模拟)Σ-Λ调制器I’调制代表 LED的温度的所测或所计算的温度值T，并且，相应的调制温度信号T’可能代表2n (在用于四种不同颜色的本实例中，n=2)个实际储存于补偿值中的不同的温度值。调制温度信号T’ 的平均值等于实际测量的温度T。然而，可能用调制信号来寻址补偿表10’中的补偿系数CK，Ce，Cb的相应项目。补偿系数的平均值与所测温度T匹配。作为一个实例，假设，补偿表 10’仅具有如图14a所示的四个项目。此外，使所测温度是27. 5°C。然后，对于3%的时间， 调制信号可能是11 (与50°C相应)，对于21%的时间是10 (与40°C相应)，对于70%的时间是01 (与25°C相应)，并且，对于6%的时间是00 (与(TC相应)，其中，00，01，10和11是与 0°C，25°C，40°C和50°C的温度相应的地址，用于寻址补偿表10’的相应的行。结果，对于6% 的时间，补偿系数具有与0°C的温度相关的值，对于70%的时间是25°C的温度，对于21%的时间是40 0C的温度，并且，对于3%的时间是50 0C的温度，从而，平均起来，提供与27. 5 °C的温度相关的补偿系数CK，CG, Cbo对于包括八个不同温度(3比特温度分辨率)的项目的补偿表10’，图16的实例包括相似的内插。
在图14a的实例中，调制器可能是模拟Σ-Λ调制器I’，用于使模拟温度信号T数字化成2比特字的(过采样的)流(用于在表中寻址四个不同的温度)。如可从图14b中看到的，Σ-Λ调制器I’可能在传统的模数转换器(例如，提供10比特数字温度信号)的后面包括数字Σ-Λ调制器1”，其在其输出处提供(通常)m比特字(在图14a的实例中，m=2，在图 16的实例中，m=3)的流。
参考图14c，可能将(数字或模拟)Σ-Λ调制器I’构造为，提供比特流(I比特信号)，其时间平均值代表调制器输入信号。为了获得用于在表10’中寻址所定义数量(例如， 4，8，16，32，等等)的温度值的m比特信号，可能用适当的数字滤波器过滤比特流，将该数字滤波器构造为，提供适当的(其相应向下采样的)m比特字(m=2,3,…)的流,可能提供该m 比特字的流，以在表10中寻址正确的行，从而选择适当的补偿系数。通常，数字滤波器具有低通特性，即，在其输出处提供输入信号的移动(加权)平均值。例如，可能将数字滤波器实现为IIR或FIR滤波器。
图14b和图14c中所示的元件可能包括在图13，图14a，图15和图16的实例中。 也就是说，在适当的地方，任何Σ-Λ调制器可能在其输出处包括数字滤波器。此外，可能用任何Σ-Λ调制器接收数字化的模拟信号并执行数字Σ-Λ调制，或接收模拟信号并直接对该模拟信号进行Σ-Λ调制。
图15示出了图13的实例的一个替代方式，提供基本上相同的功能。在此实例中， 预先计算所补偿的所需负载电流值(即，乘积Sk · CE, Sg · Cg和Sb · Cb),并将其储存在不同的校准表中，对特定温度(例如，0°C，25°C，40°C ,50°C)校准每个校准表10a，10b, 10c, IOd,等等。可能根据所测LED温度T选择“正确的”校准表。在图15中，通过多路复用器MUX用符号表示此选择。由于可对有限数量的温度提供有限数量的不同的校准表10a，10b, 10c, 10d，所以，希望有一种对任意(所测)温度值T插入表值的有效方式。与图13的布置的概念相似，用Σ-Λ调制器I’调制实际测量的温度值T (例如，用10比特数字化)，从而产生调制的(例如2比特)温度信号T’，其平均起来等于所测温度T。
与结合图14说明的实例相似，可能调制27. 5°C的温度，使得，对于3%的时间，调制信号代表50°C (地址11)，对于21%的时间是40°C (地址10)，对于21%的时间是25°C (地址01)，并且，对于6%的时间是0°C (地址00)。与图13的实例相反，并不用调制温度信号来选择适当的补偿系数的设置，而是整体上选择适当的校准表。也就是说，在Σ-Λ调制器 I’的每个周期中，根据调制温度信号T’，选择适当的三个一组SK，Se，SB。然后，可将所选择的三个一组SK，Se，SB乘以(例如，使用如图7c所示的乘法器12)(例如，也是Σ-Λ调制的)亮度信号Sp结果，获得三个所需LED电流IK，IG, Ib，并和图1，图3至图11，或图13的实例中一样进一步处理。应指出，未详细说明的电路的部分本质上与图13和图16的实例中相同。
图16更详细地示出了图13的实例。特别地，示出了温度测量结果。剩下的电路本质上是图13和图7b的实例的组合。将所计算的所需平均负载电流值IK，IG, Ib供应至 Σ-Δ调制器1，其输出信号分别控制所转换的电流源QK，Qg, Qbo每个电流源QK，Qg, Qb对相应的LED LDe, LDg, LDb (或LED链)供应调制负载电流iK，iG, iB。将放大器2R，2G，2B与LED LDe, LDg, LDb耦合，使得将取决于温度的正向电压uK，uG, ub放大。使正向电压uK，uG, uB数字化(10比特多信道模数转换器3)，其中，可能将数字化的正向电压认为是数字温度信号Τκ， Te和ΤΒ。所测正向电压可能受到模拟或数字预处理，为了简洁的原因，该预处理未在图中示出。然而，这种预处理可以是与使用硅二极管的温度测量适当结合的任何常规的信号处理。 如图14和图15的实例中所示地调制10比特温度信号TK，TG, Τβ。在本实例中，用提供(过采样的)调制温度信号的Σ-Λ调制器4调制温度信号，每个温度信号是，例如，3比特字的流。
如已经参考图14说明的，用数字(3比特)温度值T/，V，ΤΒ’作为地址指针，以从补偿表10’中检索相应的一组补偿系数CK，CG, Cb。因此，用值T/从标有“红色”的列中确定相应的系数Ck，用值IV从标有“绿色”的列中确定相应的系数Ce，并用值TB’从标有“蓝色”的列中确定相应的系数CB。在本实例中，表10’包括八个不同的行(标有000，001，…， 111)，其与八个不同的温度值(-50°c，-25°C,…，125°C)相应。补偿系数可能是，例如，10 比特字，作为储存于校准表10中的校准值SK，SG, Sb。
在校准表10中，每种颜色可能包括一行。例如，12比特的颜色将导致4096行，以及相应地，4096个不同的组的校准值SK，Se，SB。当使用RGB颜色空间时，可能分别用相应颜色的色值来寻址每列(红色，绿色，蓝色)。在此情况中，对于24比特的色深度的每个颜色通 路，该表可能仅包含256个校准值(8比特)。从校准表10获得的校准值可能是，例如，10比特字。
将校准值SK，SG, Sb (例如，10比特字)，调制亮度值S/ (I比特过采样的)和调制补偿系数CK，，CG，，CB，(I比特过采样的)相乘，例如，使用AND门12，其形成如图7c所示的乘法器。产生的乘积是上述所需负载平均电流值IK，IG, Ιβ。
最后，应指出，可使用任何替代的温度感测方法，代替感测LED的正向电压。此外， 申请人:由此分别公开了本文描述的每个单独特征，以及两个或多个这种特征的任何组合， 公开至这样的程度，使得能够根据本领域的技术人员的普通一般知识，在本说明书整体的基础上执行这种特征或组合，不管这种特征或特征的组合是否解决任何本文公开的问题， 并且不限制权利要求书的范围。申请人指出，本发明的方面可能由任何这种单独的特征或特征的组合组成。根据以上描述，对于本领域的技术人员来说将显而易见的是，可在本发明的范围内进行各种修改。
尽管已经在本文详细地描述了本发明的实例，但是，期望强调，这是为了说明本发明的目的，并且，不应被认为是必须限制本发明，应理解的是，在仍实践本文要求的发明的同时，本领域的技术人员可进行许多修改和变化。
权利要求
1.一种电路配置,包括至少第一发光二极管(LDk)和第二发光二极管(LDe)，所述第一发光二极管和所述第二发光二极管发射不同颜色的光并被布置为彼此相邻用于加色混合，以提供所需颜色；温度感测电路(2R，2G ；3 ;4)，被构造为提供代表所述发光二极管(LDK，LDg)的温度的温度信号(TK’，TC’);用于每个发光二极管(LDK，LDg)的电流源(Qk，Qe)，每个电流源均被构造为根据由其接收到的相应控制信号，对所述发光二极管(LDK，LDg)提供相应的负载电流(iK，iG)；第一调制单元和第二调制单元(I ;lb，lc)，被构造为产生控制信号，所述控制信号被调制为使得每个控制信号的时间平均值与相应的Σ-Λ调制器(I)的相应输入信号(IK，Ie) 的值对应；以及校准电路(10’，12;10，MUX，12)，被构造为提供取决于定义所述所需颜色的颜色信号 (CS)并取决于所述温度信号(T/，T/)的所述输入信号(IK，IG)0
2.根据权利要求1所述的电路配置，其中，所述温度感测电路包括被构造为产生比特或数字字的流的Σ-Λ调制器(4)，所述比特或数字字的流的时间平均值代表感测到的温度，所述比特或数字字的流形成所述温度信号(T/，IV )。
3.根据权利要求1或2所述的电路配置，其中，所述校准电路包括查找表单元(10’ ；10，MUX)，包括用于不同离散温度值的颜色校准数据，所述查找表单元被配置为提供根据所述温度信号(T/，IV )选择的一组校准数据(SK，Sg ；Se -Ce, Sg-Cg), PJf 述Σ-Λ调制器(I)的所述输入信号(IK，Ie)响应于所选择的一组校准数据(SK，Se;SK*CK，sg*cg)0
4.根据权利要求3所述的电路配置，其中，所述查找表单元包括校准表(10)，包括用于与所定义的色值相关联的LED的可选择校准电流值(SK，Sg);所述电流值(SK，Sg)针对基准温度被校准，并且所述校准电流值(Sk，Sg)的选择基于所述颜色信号(CS)；补偿表(10’)，包括可选择的补偿系数(CK，Ce)，每个系数均与一个LED (LDe, LDe)和离散温度值相关联，所述补偿系数(CK，Cg)的选择基于所述温度信号(Τ/，IV )，其中，所述校准电流值与相应的补偿系数组合，以提供针对所述感测到的温度重新校准的相应电流值作为校准数据。
5.根据权利要求4所述的电路配置，其中，所述校准电路进一步包括Σ-Δ调制器(4)，被构造为产生与每个补偿系数(CK，Ce)相对应的比特流(C/，C/)， 每个比特流的时间平均值分别代表相应的补偿系数(CK，Cg)；乘法器(12)，被构造为将代表所述补偿系数(CK，Cg)的比特流(C/，(V )与从所述校准表(10)获得的所述校准电流值相乘，所述乘法器(12)提供所述校准数据。
6.根据权利要求5所述的电路配置，其中，所述乘法器(12)接收一比特流作为另一乘数，所述比特流的时间平均值代表亮度值。
7.根据权利要求3所述的电路配置，其中，所述查找表单元包括校准表(10)，包括用于与所定义的色值相关联的LED的可选择校准电流值(SK，Sg);所述电流值(SK，Sg)针对多个不同的温度被校准，并且所述校准电流值(Sk，Sg)的选择基于所述颜色信号(CS)和所述温度信号(TK，Te)。
8.一种用于驱动多色LED配置的方法，所述多色LED配置包括至少的第一发光二极管 (LDk)和第二发光二极管(LDe)，所述第一发光二极管和所述第二发光二极管发射不同颜色的光并被配置为彼此相邻用于加色混合以提供所需颜色；所述方法包括产生代表所述发光二极管(LDK，LDg)的温度的温度信号(T/，Te’)；将根据相应的控制信号调节的负载电流(iK，iG)提供给每个发光二极管(LDK，LDg)； 产生调制信号作为控制信号，所述控制信号被调制为使得每个控制信号的时间平均值与相应的输入信号(IK，Ig)的值相对应；以及使用查找表(10，MUX ; 10’)提供取决于定义所述所需颜色的颜色信号(CS)并取决于温度信号(T/, T/ )的所述输入信号(IK, Ig)o
9.根据权利要求8所述的方法，其中，产生所述温度信号(T/，IV)包括提供代表一个或多个LED的温度的感测信号(T ；TE, Tg)；以及对所述感测信号(T ;TK，Te)进行Σ-Λ调制，由此产生比特或数字字的流以提供所述温度信号(TK’，T/ )，所述比特或数字字的流的时间平均值代表感测到的温度。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述Σ-Λ调制包括对所述感测信号(T ；TE, Tg)进行Σ-Λ调制，由此产生比特或数字字的流，所述比特或数字字的流的时间平均值代表所述感测到的温度，对所述比特或数字字的流进行低通过滤，以提供所述温度信号(Τ/，IV )。
11.根据权利要求7、8或9所述的方法，其中，所述查找表(10’ ；10，MUX)包括用于不同离散温度值的颜色校准数据，并且其中可根据所述温度信号(Τ/，IV )选择一组校准数据(SK，Sg ；Se · CE, Sg · Ce)，用于所述 Σ-Λ调制的所述输入信号(IK，Ig)响应于所选择的一组校准数据(Sk，Sg ；Se · CE, Sg · CG)0
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述查找表包括校准表(10)，包括用于与所定义的色值相关联的LED的可选择校准电流值(SK，Sg);所述校准电流值(SK，Sg)的选择针对基准温度被校准，并且所述校准电流值(Sk，Sg)的选择基于所述颜色信号(CS)；补偿表(10’)，包括可选择的补偿系数(CK，Ce)，每个系数均与一个LED (LDe, LDe)和离散温度值相关联，所述补偿系数(CK，Cg)的选择基于所述温度信号(Τ/，IV )，其中，所述校准电流值与相应的补偿系数组合，以提供针对所述感测到的温度重新校准的相应电流值作为校准数据。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，使用所述查找表提供所述输入信号(IE,Ig)包括使用Σ-Λ调制产生与每个补偿系数(CK，Ce)相对应的比特流(C/，C/)，每个比特流的时间平均值分别代表相应的补偿系数(CK，Cg)；使用乘法器(12)将代表所述补偿系数(CK，Ce)的比特流(CkW)与从所述校准表(10) 获得的所述校准电流值相乘，由此提供所述校准数据。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述乘法器(12)接收一比特流作为另一乘数， 所述比特流的时间平均值代表亮度值。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述查找表包括校准表(10)，包括用于与所定义的色值相关联的LED的可选择校准电流值(SK，Sg);所述电 流值(SK，Sg)针对多个不同的温度被校准，并且所述校准电流值(Sk，Sg)的选择基于所述颜色信号(CS)和所述温度信号(TK，Te)。
全文摘要
本发明公开了具有热致颜色漂移的补偿的LED驱动器，并公开了一种电路配置和用于驱动多色LED配置的方法。该电路配置包括至少第一和第二发光二极管，发射不同颜色的光，并被布置为彼此相邻用于加色混合以提供所需颜色；温度感测电路，提供代表发光二极管的温度的温度信号；用于每个发光二极管的电流源，根据由电流源接收到的相应控制信号，对发光二极管提供相应的负载电流；第一和第二调制单元，产生被调制为使得每个控制信号的时间平均值与相应Σ-Δ调制器的相应输入信号的值相对应的控制信号；以及校准电路，提供取决于定义所需颜色的颜色信号，并取决于温度信号的输入信号。
文档编号H05B37/02GK103024987SQ20121036632
公开日2013年4月3日 申请日期2012年9月27日 优先权日2011年9月27日
发明者安德烈亚·洛古迪茨 申请人:英飞凌科技股份有限公司