专利名称：电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于灯泡的镇流器，具体说，涉及用于放电灯的镇流器。
据估计，世界上有超过25％的电能是被用于为人工照明供电。从而，绝不能忽视有效率的电照明源的重要性。
通常可用的最有效率的电照明源是气体的低压和高压放电灯，例如分别为荧光和高-强度-放电灯(HID)。这些类型的灯典型地都具有负-阻特性和由称为镇流器的电流-限制电路来驱动。
两个普通的电灯镇流器，既电磁和电子的，通常都用于驱动放电灯。电磁镇流器只有无源电路元件和通常驱动在供电线频率的放电灯。电子镇流器包括有源和无源元件和通常驱动高于供电线频率的放电灯。通常，电磁镇流器较便宜。然而，电子镇流器较小和较轻，驱动放电灯也较有效率，运行时噪声较低且没有可见的闪烁，并且可以使得放电灯的寿命更长。此外，响应于变化的供电线和放电灯工作条件，电子镇流器可以比电磁放电灯更有效地调整电磁镇流器功率。
图1原理性地显示了一种典型的用于由AC电压vac驱动一个放电灯L的电子镇流器，AC电压vac是由诸如来自本地所用的供电线的电源PS所提供的。该镇流器包括一个电磁干涉滤波器EMI，一个全波桥式整流器BR，一个功率-因子校正电路，一个储能电容Ce，和一个半-桥谐振变频器，这些电路都在电源与放电灯之间串联连接。
滤波器EMI防止由镇流器电路和放电灯产生的电磁干扰传导回电源。镇流器以高谐波电流的形式产生EMI，如果传导回电源，将引起诸如过多的中性电流，过热的变压器和对任何也由电源接收电能的灵敏电子电路的干扰。放电灯可以产生电磁和射频干扰。
功率因子校正电路是公知的升压-变频器(boost-converter)类型电路，包括一个电感L10一个开关晶体管Q10和一个二极管D10。它的功能是增加AC电源的功率因子和升高由电桥提供给储能电容Ce的DC电压。
储能电容Ce有两个功能。第一，它作为谐振变频器的电压源。第二，它平衡负载与电源之间的能量流动。当AC电源瞬间提供的功率低于负载所消耗的功率，则Ce必须释放能量给负载。相反地，当AC电源瞬间提供的功率高于负载所消耗的功率，则Ce必须储存能量。
谐振变频器(resonant inverter)输出级将储能电容Ce上的DC电压转换为用于驱动放电灯L的高频正弦波。两个晶体管开关Q11和Q12在半-桥式结构中电连接并以50％的占空比工作以将DC电压斩断为高频方波。一个电容Cb用于阻止DC分量到达变压器T，变压器T用隔直流和阻抗匹配。一个电感Lf和一个电容Cf构成用于对高频方波进行滤波的第二级滤波器，以使得频率为基本开关频率的正弦波电压和电流被提供到放电灯L。
本发明的一个目的是提供一个对放电灯的驱动电流进行优化以改进放电灯的辐射效率的电子镇流器。对最大辐射效率，将提供一个固定的DC驱动电流。这是不实际的，因为将需要一个功率-损耗镇流器电阻。在荧光灯中，这也将引起在放电柱中离子的单向迁移和在灯的一端所产生的光比另一端所产生的光明亮。图1的现有技术镇流器所提供的正弦波AC电流是一个折中方案。它周期性地反转驱动电流的极性以实现在放电柱的整个长度上得到均匀的亮度，但驱动电流的幅度不是固定的。
本发明的另一个目的是提供一种小巧的电子镇流器，它不会引起放电灯所产生的电磁干扰。在图1的现有技术镇流器中，谐振变频器的无源滤波器元件的尺寸可以通过增大工作频率来减小。然而，增大放电灯的工作频率也将增加放电灯所辐射的电磁干扰能量。
本发明的另一个目的是减小用于镇流器的储能电容的体积。图1的电子镇流器为电容Ce提供了频率为两倍于电源频率的全波整流正弦波能源。在这相对较低的频率处，提供给电容的电源在相对长的时间间隔中明显低于峰值幅度。为了提供低纹波电源给谐振变频器，电容Ce物理尺寸必定较大。
本发明的另一个目的是提供一种不需要使用变压器的电子镇流器。例如图1所示的用于电子镇流器的变压器不仅仅增加了镇流器的体积与重量，也带来了镇流器的电损耗。
本发明进一步的目的是提供一种利用改进的半导体技术的电子镇流器。通常用于照明工业的电子镇流器没有完全利用在体积、能源消耗和费用上的效率，这些方面通过采用固态领域，尤其是在功率半导体领域的集成电路技术可以得到很大改进。
根据本发明，在放电灯和电压之间串联连接一个电子镇流器，用于提供在预定频率的AC电压与电流，以产生一个与电源所产生的AC电压相组合的、瞬间变化的镇流电压，提供一个具有预定DC幅度的、与AC电源电压同步的交变方波电压和电流给放电灯。镇流器包括容性储能装置，桥式开关装置和占空比开关装置。
当AC电源瞬间提供的能源多于放电灯所消耗的能源，则容性储能装置存储电能，而当放电灯所消耗的能源多于AC电源瞬间提供的能源，则容性储能装置提供电能。
当电源提供的瞬间电压高于预定的方波电压，桥式开关装置将容性储能装置与AC电源反向地串联，而当电源提供的瞬间电压低于预定的方波电压，桥式开关装置桥式开关装置将容性储能装置与AC电源正向地串联。
占空比开关装置将容性储能装置旁路并在每一个连续周期的一小部分中将AC电源直接与放电灯串联，所述连续周期是以与预定电源工作频率有关的非常高的周期频率产生的。每一个周期的一小部分被确定用于产生在所述周期上的平均镇流电压，它会影响在该周期中预定DC电压幅度的产生。在电源工作频率的每半个周期中，使得驱动放电灯时的预定DC电压幅度等于电源所提供的AC电压的平均幅度。这导致在镇流器中的零净能源储存，这是稳定地工作所必需的，并可以使得储能电容的体积最小。
镇流器所产生的交变DC驱动电压，和相应的DC驱动电流使得放电灯的辐射效率最高，而无需功率-损耗电阻，同时避免了如果用单向DC电流驱动时将在荧光灯中产生的单向离子迁移。
通过使用以非常高的周期频率工作的占空比开关装置，同时产生一个较低频率的交变DC电灯驱动电压，镇流器可以做得很小巧，而不会增加放电灯所辐射的电磁干扰。
通过提供一个间歇地将一个储能电容与电源和放电灯串联的开关器件，即储能电容与为放电灯供电的电源相组合，而不是独立地提供放电灯的完全能量要求，储能电容的体积可以作得比现有技术的镇流器中的小得多。
通过使用上述开关和容性储能装置以产生放电灯驱动能源，可以避免笨重的、有损耗的变压器。
此外，根据本发明的、用于镇流器中的开关装置尤其适于用功率集成电路来构造。
下面通过使用附图来说明本发明。图1是现有技术中的电子镇流器电路的原理图。
图2是采用根据本发明的电子镇流器的放电灯系统的原理图。
图3a-3d是图2所示系统工作的波形图。
图4a-4c是图1所示电子镇流器中能量储存要求的波形图。
图4d-4f是是图2所示电子镇流器中能量储存要求的波形图。
图5是包括根据本发明的电子镇流器的第一实施例的放电灯系统的系统图。
图6a-6f是图5所示系统工作的波形图。
图7是是包括根据本发明的电子镇流器的第二实施例的放电灯系统的系统图。
图2显示了采用根据本发明的一个串联-电容镇流器的放电灯系统。如图所示，镇流器Bs与放电灯L和AC电源PS串联电连接。电源提供具有标准公用电源频率，例如60Hz的正弦波电源。注意，极性符号+和-表示在电源电压vac的负半周期中的电压极性。
图3a-3d显示了镇流器的工作。镇流器可以提供容性充电和放电使得电源PS所提供的正弦波电压vac被转换为驱动放电灯L的、与电源电压同步的方波电流ilamp和vlamp。图3d显示了当镇流器Bs执行充电-放电功能时其上的变化电压vb。
从而，对于每半个周期，放电灯电流和电压保持在一个固定的DC值上。用一个方波电源驱动放电灯产生等效于DC操作的辐射效率，这明显比用工作于电源频率的正弦波操作所能获得的辐射效率要好。
图3d显示了负载-平衡能量储存的概念。电压vb在一个半周期中既是正的又是负的。因为电流在一个半周期中是固定的，所以镇流器交替地储存和释放能量。当电源PS提供的能量小于放电灯所消耗的能量，则镇流器向放电灯提供能量。相反，当电源PS提供的能量大于放电灯所消耗的能量，则镇流器储存额外的能量。
图4a-4c显示了用于图1的现有技术的电子镇流器的负载-平衡能量要求。图4a和4b显示了由电源PS提供给镇流器的功率-因子-校正电压和电流。图4c显示了必须由储能电容Ce提供用于负载平衡的最小能量储存要求。Ein代表当电源PS提供的能量大于放电灯所消耗的能量，现有技术的镇流器必须在电容中储存的能量。Eout代表当电源PS提供的能量小于放电灯所消耗的能量，镇流器必须提供给电容的能量。等于Eout的能量Ein为镇流器的最小能量储存要求。对于正弦波电源电流，最小能量要求Emin(sin)=P0/ω，其中P0是电源所释放的平均功率，而ω是电源PS的AC频率。典型的现有技术的电子镇流器在电容Ce储存八倍于最小能量要求的能量，以使提供给谐振变频器的电压纹波最小。
图4d-4f是图2的串联电容镇流器Bs的负载-平衡能量要求的示意图。如图4d所示，电源PS所提供给镇流器的电压与图4a的相同。然而，图4e所示的电流是图3b所示的方波电流，同时图4f所示的功率曲线具有图3d所示的镇流器电压vb所示的相同波形。在图4f中，最小能量储存要求Emin再次由Ein和Eout来代表，但对于方波驱动电流，最小能量储存要求Emin(sq)=(0.66)P0/ω。换句话说，对于图2的串联-电容镇流器的最小能量储存要求大约为图1的现有技术镇流器所需最小要求的三分之二。此外，可以在这最小要求下运行该串联-电容镇流器，而更明显的事实是现有技术的谐振变频器镇流器必须采用足够大的电容以储存数倍于最小能量Ein(sin)的能量。镇流器通过以下步骤在每一个半周期中工作于最小能量储存要求Emin(sq)和在电容Ce中为零净储存●产生该镇流器电压vb，以引起对于该半周期，具有等于平均电源电压vac的幅度的方波电灯电压(见图3a,3c,和3d)；和●对电容Ce完全放电。
图5显示了包括串联-电容电子镇流器Bs的第一实施例的放电灯系统。该镇流器包括充电-储存电容Ce，两个正向桥式开关，每个用SBRP来标注，两个负向桥式开关，每个用SBRn来标注，两个高频占空比开关SHF和S’HF和一个滤波电感Lf。所有的开关都是示意性显示，而在实际电路中将用固态半导体开关来实现，例如功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)。
电容通常以图5所示极性充电。四个桥式开关用于周期性地改变储能电容Ce与电源和放电灯串联连接的方向。两个正向桥式开关SBRp同时工作，而当闭合时，以图2所示极性连接该电容。这被成为正-极性方向。两个负向桥式开关SBRn同时工作，而当闭合时，以图2所示极性连接该电容。这被成为负-极性方向。两个高频占空比开关SHF和S’HF以一种远远高于桥式开关的工作频率的频率交替工作。当开关SHF闭合时，电容以桥式开关所确定的方向与电源和放电灯串联连接。相反地，当开关S’HF闭合时，电容被旁路，而电源仅仅通过滤波电感Lf与放电灯连接。
图6a-6f显示了桥式开关工作的时钟。注意，图6a-6d与图3a-3d相同，而图3a-3d已经解释过了。图6e和6f分别显示了用于闭合桥式开关SBRp和SBRn的控制脉冲。在周期Thi中，电源电压vac的幅度高于所需放电灯工作电压vlamp的电压，而桥式开关与电源反向串联，即以电容上的电压vCe与电压vac的瞬间极性相对的极性与电源串联。相反地，在周期Tlo中，电源电压vac的幅度低于所需放电灯工作电压vlamp的电压，而桥式开关与电源正向串联，即以电容上的电压vCe与电压vac的瞬间极性相同的极性与电源串联。注意，在每一个周期Thi的起始瞬间t0，电容Ce被完全放电。如果电容在每一个半周期的开始储存能量1/2Emin(sq)，则这将自动完成。
占空比开关SHF和S’HF的功能是用于对电容Ce上的瞬间电压vCe进行占空比调整以产生镇流器电压vb。这些开关在以与桥式开关的周期开关频率相关的非常高的周期频率(例如100kHz)产生的每一个连续周期THF中交替地运行，这通常是在电源电压的每一个完整周期内开关几次完整周期(例如三次)。在每一个周期THF(例如10微秒)内，开关SHF在时间间隔(D)THF内闭合，而开关S’HF在时间间隔(1-D)THF内闭合，其中D=｜vb｜/vCe。从而，例如，如果在一个特定时间间隔THF内所需的镇流器电压vb为0.6vCe，则开关SHF将在一个时间间隔(0.6)THF内闭合，而而开关S’HF在时间间隔(0.4)THF内闭合。注意，在电压vb的相对低频率下的滤波电感Lf上的压降被认为基本上为零。进一步注意，虽然没有描述用于响应电压vb和vCe之间的变化而对开关SHF和S’HF进行占空比调整的具体电路，但在本技术领域中有许多可适用的电路。例如，可见John G.Kassakian,Martin F.Schlecht & George C.Verghese的功率电子电路原理，第268月，Addison-Wesley Publishing Company,1991。
图7显示了包括串联电容镇流器Bs的第二实施例的放电灯系统。该镇流器类似于第一实施例，但使用了两个较少的桥式开关，因而总的开关阻抗也较低。然而，它要求更复杂的开关时钟序列。该镇流器赶快充电电容Ce，一个正向桥式开关SBRp，一个负向桥式开关SBRn，两个高频占空比开关SHF和S’HF，和一个滤波电感Lf。该电容Ce总是以图7所示极性充电。
桥式开关在一个公共节点NBR串联电连接，图中所示该公共节点NBR串联连接到电源PS。类似地，该高频开关在一个公共节点NHF串联电连接，图中所示该公共节点NHF通过电感Lf电连接到放电灯L。可选择地，镇流器可以通过公共节点NBR电连接到放电灯和公共节点NHF电连接到电源而工作。
正向桥式开关SBRp工作以正-极性方向连接电容，如图2所示。负向桥式开关SBRp工作以负-极性方向连接电容，该负-极性方向与图2所示的相反。两个高频占空比开关SHF和S’HF形成旁路电路并以远远高于桥式开关工作频率的频率交替地工作。
每一个开关SHF和S’HF的工作依赖于哪一个桥式开关闭合。当正向桥式开关SBRp闭合时，开关SHF将电容与电源和放电灯串联连接，而另外开关S’HF将电路旁路，使得电源仅仅通过滤波电感Lf连接。相反地，当负向桥式开关SBRn闭合时，开关S’HF将电容与电源和放电灯串联连接，而另外开关SHF将电路旁路，使得电源仅仅通过滤波电感Lf连接。
图6a-6f也显示了图7的放电灯系统的工作。图6e和6e也分别显示了用于闭合桥式开关SBRp和SBRn的控制脉冲。在时间间隔Thi内，电源电压vac的幅度高于所希望的放电灯工作电压vlamp的幅度，而桥式开关将电容与电源反向串联连接，在时间间隔Tlo内，电源电压vac的幅度低于所希望的放电灯工作电压vlamp的幅度，而桥式开关将电容与电源正向串联连接。
占空比开关SHF和S’HF再次用于对电容Ce上的瞬间电压vCe进行占空比调整以产生镇流器电压vb。这些开关在以与桥式开关的周期开关频率相关的非常高的周期频率(例如100kHz)产生的每一个连续周期THF中交替地工作。在当桥式开关SBRp处于闭合状态时的每一个周期THF内，开关SHF在时间间隔(D)THF内闭合，而开关S’HF在时间间隔(1-D)THF内闭合，其中D=｜vb｜/vCe，相反地，在当桥式开关SBRn处于闭合状态时的每一个周期THF内，开关S’HF在时间间隔(D)THF内闭合，而开关SHF在时间间隔(1-D)THF内闭合。
根据本发明的电子镇流器的许多变型是可能的，例如，电源PS所提供的AC电压vac和电流iac相互之间可以移向。这可以通过对桥式开关的工作进行定时来完成，使得方波电流和放电灯电压相对AC电压可以移动一个角度I。因为AC电压与电流之间的相差增大，所以方波放电灯电流和电压的幅度减小。这提供了控制相移α以使放电灯暗淡或以比当α=0时产生的电压低的电压驱动放电灯的可能性。这样一个相移将使电源的功率因子降级，但注意，相位可能正向或负向移动。这通过由相同电源分别用镇流器对两个放电灯供电使得功率因子增加，而这些镇流器以相同幅度但反极性相移来驱动放电灯。
权利要求
1．用于在放电灯(L)与电源(PS)之间串联电连接的电子镇流器，以提供预定工作频率的AC电压和电流，以产生一个瞬间变化镇流器电压，该镇流器电压与电源产生的AC电压相组合，所述电子镇流器提供一个交变方波电压和电流给放电灯，该交变方波电压和电流具有预定DC幅度，并与电源所提供的AC电压同步，所述镇流器包括a．可选择地用于以下步骤的电容性装置(Ce)ⅰ．当AC电压瞬间提供的能量高于放电灯所消耗的能量时，储存电能；和ⅱ． 当放电灯所消耗的能量高于AC电压瞬间提供的能量时，提供电能；和b．可选择地用于以下步骤的桥式开关装置(SBR)ⅰ．当AC电压瞬间提供的能量高于放电灯所消耗的能量时，将电容性装置与AC电源反向串联；和ⅱ．当AC电压瞬间提供的能量低于放电灯所消耗的能量时，将电容性装置与AC电源正向串联；c．用于将电容性装置旁路并在每一个连续周期的一小部分中将AC电源直接与放电灯串联的占空比开关装置(SHF)，所述连续周期是以与预定电源工作频率有关的非常高的周期频率产生的，每一个周期的一小部分被确定用于产生在所述周期上的平均镇流电压，它会影响在该周期中预定DC电压幅度的产生。
2．权利要求1的电子镇流器，其中电源所提供的AC电压为正弦波。
3．权利要求1的电子镇流器，其中，在AC电压的每半个周期内，预定的方波电压等于所述AC电压的平均幅度。
4．权利要求1的电子镇流器，其中包括用于将AC电压相对AC电流相移一个数量I的移相器。
5．权利要求4的电子镇流器，其中所述移相器用于产生一个固定-数量的相移。
6．权利要求4的电子镇流器，其中所述移相器用于产生一个可变-数量的相移。
7．权利要求1的电子镇流器，其中a．占空比开关装置，包括ⅰ．与电容性储能装置串联电连接以形成一串联电路的第一高频开关(SHF)；和ⅱ．与该串联电路并联电连接以形成一个并联电路的第二高频开关(S’HF)；b．桥式开关装置，包括ⅰ．当所述电源所提供的瞬间电压高于预定方波电压时，用于以一个正-极性方向将并联电路分别与电源和放电灯串联电连接的第一和第二正向桥式开关(SBRp)；和ⅱ．当所述电源所提供的瞬间电压低于预定方波电压时，用于以一个负-极性方向将并联电路分别与电源和放电灯串联电连接的第一和第二负向桥式开关(SBRn)。
8．权利要求1的电子镇流器，其中a．该占空比开关装置包括在第一公共节点相互串联电连接以形成一个旁路电路的交替-工作的第一和第二高频开关(SHF和S’HF)，该旁路电路与容性储能装置并联；和b．桥式开关装置包括包括在第二公共节点相互串联电连接以形成一个桥式电路的交替-工作的第一和第二桥式开关(SBBp和SBRn)，该旁路电路与旁路装置并联；第一和第二节点中的一个节点用于电连接到电源，而第一和第二节点中的另一个节点用于电连接到放电灯。
9．权利要求1的电子镇流器，包括一个滤波电感(Lf)。
全文摘要
用于放电灯的电子镇流器包括一个与电源和放电灯串联连接的电容性储能装置。以桥式结构形成的开关的第一组合交替地将电容性储能装置所连接的极性反转。开关的第二组合周期性地将电容性装置旁路并不时将AC电源与放电灯直接串联。
文档编号H05B41/282GK1234956SQ98800955
公开日1999年11月10日 申请日期1998年6月18日 优先权日1997年7月9日
发明者E·B·申, M·F·施勒赫特 申请人:麻省理工学院