带反馈有源电极的制作方法

本申请涉及用于生理电信号检测的带反馈有源电极。

生理电信号指心电、脑电、肌电、眼电等携带生理信息的电信号。有源电极(activeelectrodes,ae),即内置有一些检测电路的电极，它在生理信号检测特别是可穿戴场合中的应用越来越多。其原因是：有源电极在测点附近由其内置电路实现阻抗转换，其低的输出阻抗不易引入50hz或60hz交流干扰，不易产生线缆运动伪迹(cablemotionartifacts)，可提高检测电路的精度。

背景技术：

有文献公开了一种用于生理电信号检测的带反馈有源电极，它包括电压跟随基本电路、“虚拟地”反馈电路、屏蔽电路、电极直流电源等部分，如图3所示。图3中，v+和v-为电极直流电源的正负两端；体表测点a处的电位vin输入运算放大器a1,其输出vout连接至后端电路，构成有源电极的电压跟随基本电路；直流电源正负两端v+和v-的旁路，串接两等值电阻r，两电阻r中间连接点g的电位为(v++v-)/2,即电源两端中点电位点，形成“虚拟地”，再将“虚拟地”电位输入基于运算放大器的电压跟随器a2,其输出通过限流电阻r反馈至体表附近另一点f，构成“虚拟地”反馈电路。图3所示有源电极电路，由于反馈电路的引入，起到了类似生理电信号检测中右腿驱动电路的作用，其在电极接触皮肤进行检测的场景下，抑制50hz或60hz交流干扰、减弱线缆运动伪迹等方面效果非常明显。

图3所示带反馈有源电极的不足是：在隔着衣物进行生理电信号非接触检测的场景下，其电压跟随基本电路中的运算放大器a1的偏置电流，不易释放，容易造成检测电极电路饱和，容易出现电路不稳定工作的情况。

参考文献：

1.jiaweixu,srinjoymitra,chrisvanhoof,refetfiratyaziciogluandkofia.a.makinwa,activeelectrodesforwearableeegacquisition:reviewandelectronicsdesignmethodology,doi10.1109/rbme.2017.2656388,ieeereviewsinbiomedicalengineering

2.刘红星屈永东刘乐司峻峰：一种用于生理电信号检测的有源电极，201810180948.8，申请日20180302

3.刘红星刘乐屈永东司峻峰：一种面向有源电极的多功能心电检测肢体夹，201810370809.1申请日20180424

4.刘红星屈永东刘乐:一种生理电检测用屏蔽有源电极,201811199712.5,申请日，申请日2018年10月11日

5.刘红星屈永东刘乐：一种生理电检测用屏蔽有源电极ashieldedactiveelectrodeformeasuringbio-potentialsignals，申请号pct/cn2019/110533，收件日2019年10月11日(278753)，申请文件号g19674514pct,mailingdate:22.10.2019

技术实现要素：

发明目的。

提出带反馈有源电极的新方案，使其在非接触皮肤的检测场景下，也能有效地检测生理电信号，当然也可以用于接触皮肤场景下生理电信号的有效检测。

技术方案。

一种用于生理电信号检测的反馈有源电极，它包括电极电源(图1，v+和v-),主运算放大器(图1，a1),“虚拟地”电路(图1，r和r),“虚拟地”反馈电路(图1，辅助运算放大器a2和限流电阻r),主运算放大器偏置网络(图1，r1、r2和r3),屏蔽电路(图1，限流电阻r7和屏蔽层shield)，其特征在于，电极从皮肤(图1，skin)直接或透过布料间接(图1，cloth,a点)获得电极输入电位vin，vin与主运算放大器(图1，a1)同相端相连；主运算放大器(图1，a1)输出(图1，vout)通过限流电阻(图1，r7)和电极屏蔽层(图1，shield)相连；主运算放大器(图1，a1)输出(图1，vout)与主运算放大器(图1，a1)反相端相连；电极电源正负两端(图1，v+和v-)的旁路，串接两等值电阻(图1，r和r)，构成“虚拟地”电路，其两电阻r中间连接点g的电位为(v++v-)/2,称为电源两端中点电位点，即“虚拟地”；“虚拟地”(图1，g)电位输入基于运算放大器(图1，a2)的电压跟随器的同相端,其输出通过限流电阻(图1，r)反馈至体表另一点(直接接触或隔着布料，图1，f)，构成“虚拟地”反馈电路；主运算放大器(图1，a1)的输入vin依次串联两电阻(图1，r1和r3)，然后连至辅助运算放大器(图1，a2)的输出端，主运算放大器(图1，a1)的反相端通过电阻(图1，r2)连至两串联电阻r1和r3的连接点，形成主运算放大器的偏置网络。

根据以上一种用于生理电信号检测的反馈有源电极，其特征在于，主运算放大器偏置网络(图1，r1、r2和r3)中的r1、r2和r3的取值通过求解如下优化问题确定，其中，vi为主运算放大器(图1，a1)输入端的电压噪声，in1为主运算放大器(图1，a1)同相端的偏置电流，enf和enb为主运算放大器(图1，a1)输入端1/f噪声密度和宽带白噪声密度的电气特性参数(单位v/√hz)，t为电阻绝对温度(单位k),k为波尔兹曼常数1.38×10^-23j/k，ceq为体表端(图1，a处)的等效输入电容，rset为设定的输入电阻的最小值：

以上优化问题中的目标函数是电压噪声、电流噪声、各电阻的热噪声产生的总输出噪声的度量，单位是v²/hz，每个频率点对应一个噪声函数值。

一种用于生理电信号检测的反馈有源电极，它包括电极电源(图2，v+和v-),主运算放大器(图2，a1),“虚拟地”电路(图2，r和r),“虚拟地”反馈电路(图2，辅助运算放大器a2和限流电阻r),主运算放大器偏置网络(图2，r2、r3、r4、r5和r6),屏蔽电路(图2，限流电阻r7和屏蔽层shield)，其特征在于，电极从皮肤(图2，skin)直接或透过布料间接(图2，cloth,a点)获得电极输入电位vin，vin与主运算放大器(图2，a1)同相端相连；主运算放大器(图2，a1)输出(图2，vout)通过限流电阻(图2，r7)和电极屏蔽层(图2，shield)相连；主运算放大器(图2，a1)输出(图2，vout)与主运算放大器(图2，a1)反相端相连；电极电源正负两端(图2，v+和v-)的旁路，串接两等值电阻(图2，r和r)，构成“虚拟地”电路，其两电阻r中间连接点(图2，g)的电位为(v++v-)/2,称为电源两端中点电位点，即“虚拟地”；“虚拟地”(图2，g)电位输入基于运算放大器(图2，a2)的电压跟随器的同相端,其输出通过限流电阻(图2，r)反馈至体表另一点(直接接触或隔着布料，图2，f)，构成“虚拟地”反馈电路；主运算放大器(图2，a1)的输入vin依次串联三电阻(图1，r4、r6和r3)，然后连至辅助运算放大器(图2，a2)的输出端，主运算放大器(图2，a1)的反相端通过电阻(图2，r2)连至两串联电阻r6和r3的连接点，同时r4和r6两电阻的中间连接点通过电组r5连至辅助运算放大器(图2，a2)的输出端，共同形成主运算放大器的偏置网络。

根据以上一种用于生理电信号检测的反馈有源电极，其特征在于，主运算放大器偏置网络(图2，r2、r3、r4、r5和r6)中的r2、r3、r4、r5和r6的取值通过求解如下优化问题确定，其中in1为主运算放大器(图2，a1)同相端的偏置电流，enf和enb为主运算放大器(图2，a1)输入端1/f噪声密度和宽带白噪声密度的电气特性参数(单位v/√hz)，t为电阻绝对温度(单位k),k为波尔兹曼常数1.38×10^-23j/k，ceq为体表端(图2，a处)的等效输入电容，rset为设定的输入电阻的最小值：

以上优化问题中的目标函数

vtotal²＝v0_n²+v0_r4²+v0_r5²+v0_r6²+v0_r3²+v0_r2²+v0_in1²+v0_in2²是电压噪声、电流噪声、各电阻的热噪声产生的总输出噪声的度量，单位是v²/hz，每个频率点对应一个噪声函数值。

有益效果。

以上两种带反馈有源电极解决方案，与基本的带反馈有源电极的电路相比，安排了特色偏置网络，并提出了以电极输出噪声最小为目标以输入电阻大于设定值为约束的偏置网络参数取值的确定方案，旨在最大限度减弱运算放大器偏置电流对电路造成的稳定性方面的影响。下面，通过实验验证了方案的有效性。

发明人按提出的两种技术方案制作了两种有源电极，同时制作了已有的基本带反馈有源电极，见实施例，进行了对比性测试实验。测试装置的核心模块是ni公司的pci4461板卡，把它插入工控机并编写相应软件，构建了一套高精度的带信号处理功能的2路电压同步采集系统。用此系统同步采集两路电压信号，如图4所示，一路为基于图3所示方案的一对对照电极来测试左臂一点对右臂一点的电压信号(图4中靠近手腕的两电极)，另一路为基于本发明的图1所示一对电极或图2所示一对电极来测试左臂一点对右臂一点的电压信号(图4中远离手腕的两电极)。

测试实验一。同步采样率设置为100khz，对同步采集的两路信号均进行通带为0.5-40hz的一实时fir带通滤波，滤波器的单位样值响应h(n)长度取为10秒。受试者保持安静、电缆不动。如此采集处理的两路信号结果如图5所示；图5中，上部两图分别为基于图3所示一对对照电极的信号波形图和频谱图，下部两图分别为基于本发明图1所示一对电极的信号波形图和频谱图。显然，基于图3所示对照有源电极的检测结果中有很大的干扰和噪声，而此时基于本发明图1所示一对有源电极的检测结果中干扰和噪声要小得多。

测试实验二。同步采样率设置为100khz，对同步采集的两路信号均进行通带为0.5-40hz的一实时fir带通滤波，滤波器的单位样值响应h(n)长度取为10秒。受试者保持安静、电缆不动。如此采集处理的两路信号结果如图6所示；图6中，上部两图分别为基于图3所示一对对照电极的信号波形图和频谱图，下部两图分别为基于本发明图2所示一对电极的信号波形图和频谱图。显然，基于图3所示对照有源电极的检测结果中有大的干扰和噪声，而此时基于本发明图2所示的一对有源电极的检测结果中干扰和噪声要小得多。

附图说明

图1，本发明第一种带反馈有源电极电路方案示意图

图2，本发明第二种带反馈有源电极电路方案示意图

图3，对照基本带反馈有源电极电路方案示意图

图4，对比性测试实验场景示意图

图5，对比性测试实验一结果示意图

图6，对比性测试实验二结果示意图

图7，按本发明方案实施的有源电极本体部分实物示意图

图8，所实现的两种有源电极的bode图测试结果

实施例

实施例一。按图1所示技术方案一，制作pcb电路板，制作的有源电极本体部分如图7所示。实施中，直流电源选择了3v的电池cr2032来供电；作为核心器件的两个运算放大器，a1选择了具有极低偏置电流的lmp7721，a2选择了opa320；两电阻r选择了100kω,限流电阻r不失一般性为方便起见选择了0ω，屏蔽电阻r7选择了100ω；同时，按照公式(1)优化问题求解1hz频率点下的最优偏置电阻r1，r2，r3，分别取值为100gω，1kω，100kω。求解式(1)优化问题时，rset设置为1×10¹²ω，vi，in1可由lmp7721器件的datasheet中查找得到，分别为ceq取值为470pf，求得的r1，r2，r3最优值就近选取市场现有电阻值，最终r1，r2，r3分别取值为100gω，1kω，100kω。此时，按r1，r2，r3取值计算的理论输入电阻可达到10×10¹²ω。有益效果栏对比性测试实验一中，本申请的一对电极，即为照此实施而来的一对电极，较传统图3方案取得了明显不易受噪声干扰的效果。

实施例二。按图2所示技术方案二，制作pcb电路板，制作的有源电极本体部分如图7所示。实施中，直流电源选择了3v的电池cr2032来供电；作为核心器件的两个运算放大器，a1选择了具有极低偏置电流的lmp7721，a2选择了opa320；两电阻r选择了100kω,限流电阻r不失一般性为方便起见选择了0ω，屏蔽电阻r7选择了100ω；同时，按照公式(2)优化问题求解1hz频率点下的最优偏置电阻r2，r3，r4，r5，r6，分别取值为20kω，1gω，1gω，1gω，680kω。求解式(2)优化问题时，其中，rset设置为1×10¹²ω，vi，in1可由lmp7721器件的datasheet中查找得到分别为ceq取值为470pf，求得的r2，r3，r4，r5，r6就近选取市场现有电阻值，最终取值为20kω，1gω，1gω，1gω，680kω，此时，计算的理论输入电阻可达到1.39×10¹²ω。有益效果栏对比性测试实验二中，本申请的一对电极，即为照此实施而来的一对电极，较传统图3方案取得了明显不易受噪声干扰的效果。

图8为以上实施的本申请两种带反馈有源电极的bode图测试结果,3db衰减频率分别约为0.00045hz和0.003hz(需要说明的是，在测试bode图时，为了方便，在电极输入端焊接了一个20pf的电容c,而未用前面计算时使用的等效电容值ceq＝470pf)。如果把两种电极都看成一阶系统，则可按计算求得实际实现的两电极输入电阻，分别为17.68tω和2.65tω；虽然此两实测值与两理论计算的输入电阻有一定误差，但属同一个量级，都比较大，两种电极都取得了明显的抗噪声干扰的效果。