专利名称：用于测距及检测非理想线性调频脉冲曲线的电光方法
技术领域：
本发明涉及根据权利要求1的前序部分所述的电光测距方法、根据权利要求12的前序部分所述的电光测距装置以及计算机程序产品。
背景技术：
在电子测距或者电光测距领域中，已经公开了各种原理和方法。方法是向待测目标发送调频电磁辐射(例如，可见激光或者不可见激光)，随后接收来自背射物体的一个或更多个回波，理想的是专接收来自待测目标的一个或更多个回波。在接收后，将或许已叠加的回波信号与混频信号叠加，由此减小待分析的信号频率，从而使得装置不致太复杂。此外，混频可实现为利用发送信号的零差法，或是可实现为利用周期已知的周期信号(尤其是谐波)信号的外差法。因此，这两种方法的不同之处在于，与发送信号本身混频，或是与具有固有频率的谐波信号混频。混频的作用是将接收信号转换到更低的频率。随后，根据所得信号来确定渡越时间，进而在已知所用辐射的传播速度的情况下确定距待测目标的距离。
用于实现这些方法的装置通常利用一信号发生器作为线性调频脉冲(chirp)发生器，它给可调制的辐射源叠加一信号。在光学领域中，通常采用激光作为辐射源。为了发射和接收，在光学领域中采用了发送和接收光学系统，与所述光学系统的后置电路(down-circuit)相连接的分别是检测器和接收器，接着是混频器、A/D转换器和数字信号处理器。
通常，信号发生器生成经线性调频的线性调频脉冲作为信号s(t)s(t)＝a+b·cos(2π·Φ(t))，Φ(t)＝c+d·t+e·t2(1)在这里，瞬时频率f(t)=dΦ(t)dt]]>是时间的线性函数f(t)＝d+2e·t(2)
这简化了对渡越时间的确定。
如果有n个目标，这些目标的相对幅值为Ak且渡越时间为tk(k＝1，...，n)，则可将无噪音回波信号e(t)写成如下e(t)=Σk=1nAks(t-tk)---(3)]]>检测该回波信号e(t)，并其与信号m(t)混频 与信号m(t)的混频得到了如下信号d(t)=∫0∞h(t-t′)·e(t′)·m(t′)dt′---(5)]]>其中，h表示适合的低通滤波器的脉冲响应。
对于理想的低通，式(5)中的低通滤波可根据现有技术非常良好近似地明确执行；在零差情况下，例如，在略去了高频项之后，按照式(1)中的第一式以及式(3)至式(5)得到d(t)=d0+b22Σk=1nAkcos(2π[Φ(t-tk)-Φ(t-t0)])---(5′)]]>这里，信号偏移为d0=a2Σk=1nAk.]]>混频信号在有限测量间隔-T/2≤t≤T/2中被数字化并被存储。根据该信号的频率信息并且可选地根据其相位信息，来确定渡越时间tk，通常可以假设n很小，并且还可以是已知的。回波之一，例如第n个回波，也可以源于固定且已知的参照目标，并且可以根据渡越时间差tk至tn和已知的参照目标距离来计算其余目标的目标距离。在零差情况下，混频信号m(t)＝s(t-t0)本身可用作参照基准，t0对应于参照距离。
在按照式(1)的线性的线性调频脉冲的情况下，第k个回波向信号d(t)贡献的瞬时频率为 因此在这种情况下，原则上可以根据对信号d(t)的频率分析(在外差情况下为时间结果的频率分析)而直接确定渡越时间tk，但是分辨率仍然很低。更精确的结果可以通过考虑相位信息来获得。
在现有技术中，这样的或类似的方法例如在以下公开中得到了描述。
EP 0 834 086 B1描述了一种光学的FMCW测距法，该测距法在短测量时间内具有相位测量法领域的精度。在所述方法中，线性调频脉冲发生器例如产生线性调频信号，该信号被分为发送信号和基准信号，这两个信号在90°相位差接收器中彼此复数相乘。
DE 196 10 970 A1公开了一种利用了雷达范围内的电磁辐射进行测距的连续发射调频方法(FMCW法)。发射时间线性的调频(摆动)的信号，在经由目标反射并随后接收到后对其进行分析。在混频器中由发送信号和接收信号生成中间频率信号，对该中间频率信号进行快速傅立叶变换。
在这两个公开中以及在现有技术的其他解决方案中，针对评估假设了与设备老化无关的、已知时间线性的调频曲线f(t)。熟知的以及老化无关的条件和线性条件根本无法按照所需精度实现，或者只能在装置方面付出极大努力才能实现。
因此，例如，特开申请DE 100 65 657 A1描述了用于对具有强相位噪音的振荡器进行线性化的级联相位调节环路。其目的在于产生线性的模拟频率斜坡(ramp)。然而，可获的线性和对频率曲线的掌握仍然受到限制，即便在装置方面付出极大努力也无法完全避免这种情况。
因此，产生具有预定频率曲线(例如，线性的)的线性调频脉冲在技术上是复杂的，而且原则上随意按照精确而稳定的方式也是不可能的。所得的发送信号与理想情况的偏差造成系统测量误差。
EP 1 464 982描述了一种用于FMCW雷达设备的方法，它具有带斜坡调制的非线性发射频率曲线。由此实现了对相位函数(在线性的线性调频脉冲这一理想情况下是二次相位函数)的线性化。对于该文献中提到的参数，在目标距离为1100m时，近似度达到10ppm，因而这个根据雷达范围的算法不适用于高精度的电光法测量。另外，该方法采用多项算式，其中在对发射斜坡进行建模中线性部分假定为已知的。此外，为了进行评估还需要相位值，因而需要相位展开。因此，该算式基于带来误差的简化建模以及对参数的先验知识或者对用于导出模型参数的相位值的必要求解。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能够改善对频率曲线的识别和了解以及/或者能够减小或避免误差或误差的影响的解决方案，该解决方案旨在采用(实际)接收信号直接用于评估。
本发明的另一个目的是，在保持性能不变的情况下降低对所用部件的要求，或者在保持部件不变的情况下提高性能。
这些目的是分别通过权利要求1和12或者独立权项的主题来实现，或者借此进一步发展这些解决方案。
本发明基于利用包括非线性参数在内的有限个参数来对相位函数Φ(t)进行建模。这可以根据下式通过具有任意参数c1，...，cm的一般性描述来实现Φ(t)＝Φ(t；c1，...，cm)(7)或者，例如通过适当基函数j(t)的线性组合来实现，尤其利用幂、正交多项式、小波或者采样时的离散δ函数作为基函数，以系数c1，...，cm作为线性参数Φ(t)=Σj=1mcjΦj(t)---(7,)]]>附加参数cj或者附加参数cj的至少一些是通过测量来确定的，例如在每次测量中同时确定，这种确定还可以与所有其他相关系统参数及渡越时间tk一同完成。从而对所有未知参数的确定都成为(统计的)参数估计问题。具体确定方法的示例是已知的最大似然法，例如参见B.Lvander Waerden的“数学统计(Mathematical Statistics)”(Springer出版社，Berlin，Goettingen，Heidelberg，1957)中的§35。这里，按照式(5’)(或者更一般地说按照式(1)、(7)、(3)、(4)以及(5))，确定模型信号d(t)中的未知参数，即，A1，...，An、t1，...，tn、c1，...，cm以及t0或f0和，以及信号偏移d0，由此与实际测量的信号的偏差(其被认为是噪音矢量)具有最大概率密度。
在具有正态分布的不相关噪音的情况下，例如，这对应于按照最小二乘法的(非线性)拟合。从而，即便在相关噪音的一般情况下，对参数和渡越时间tk并且进而对求解的目标距离的确定也都归于非线性优化问题，为了解决该问题，现有技术公开了通常是迭代的多种方法，例如，D.W.Marquardt的“An Algorithm for Least-Squares Estimation of NonlinearParameters”，SIAM Journal on Applied Mathematics 11(1963)，431-441，或者K.Levenberg的“A Method for the Solution of Certain Non-LinearProblems in Least Squares”，Quarterly of Applied Mathematics 2(1944)，164-168，或者经典BFGS方法及其改进方案，或者例如在A.Forsgren、P.E.Gill以及M.H.Wright的的综述文章“Interior Methods for NonlinearOptimization”，SIAM Review 44(2002)，525-597中描述的现代方法。
如果线性调频脉冲信号与线性情况的偏差较小(这被认为是常见情况)，则也可以利用已知方法基于式(6)来实现对用于迭代优化的近似初始值的获得。
为了改善估计问题的调整，即为了提高数值稳定性，还根据Φtot＝Φ(tb)-Φ(ta)测量发送信号在已知的时间间隔ta≤t≤tb中(例如，在ta＝-T/2、tb＝T/2的测量间隔中)的总相位变化。在式(7’)的情况下，对于在优化时可以考虑的系数c1，...，cm，这得到线性辅助条件Σj=1m[Φj(tb)-Φj(ta)]·cj=Φtot---(8,)]]>而在一般情况(7)下，在优化中考虑以下非线性辅助条件Φ(tb；c1，K，cm)-Φ(ta；c1，K，cm)＝Φtot(8)通过计数发送信号过零的次数来例如按照简单的方式来实现对Φtot的测量；从而测量误差不超过1/2，与大相位差Φtot相比这对于大多数用途来说都是可忽略不计的。例如，当ta＝-T/2、tb＝T/2时，在图6至图11的情况下，Φtot约等于105。关于装置方面的附加复杂性，根据需要还可以例如通过借助单斜坡积分来确定残余相位，从而进一步减小误差。
这种方案的另一优点在于不需要90°相位差接收器，而这例如在EP 0834 086 B1中被描述为必需部件。
了解信号发生器所产生的信号或者由辐射源发出的调频射线的实际曲线原则上允许两种方案。首先，通过适当地操控信号发生器可以在信号产生时预计信号中的非线性部分。因此，信号产生例如实时地适于实际的信号曲线。其次，知道实际误差也允许在信号处理和距离计算中对误差进行补偿。例如通过将信号发生器重新调整到特定非线性阈值，同时接受所留偏差并在计算中加以考虑，还可以将这两种方案相互结合。
下面参照在附图中示意性地示出的实施例，仅通过示例的方式来更详细地描述或者解释根据本发明的测距装置或测距方法。具体来说，在附图中图1示出了根据本发明第一实施例的示意图，其中利用电信号作为混频信号并且具有用于总相位的计数器；图2示出了根据本发明第二实施例的示意图，其中利用光学检测信号作为混频信号并且具有用于总相位的计数器；图3示出了根据本发明第三实施例的示意图，其中利用电信号作为混频信号并且具有90°相位差接收器；图4示出了根据本发明第四实施例的示意图，其中利用光学检测信号作为混频信号并且具有90°相位差接收器；图5示出了通过叠加和非线性的顺序来产生混频项的示意图；图6示出了在零差情况下用于理想线性的线性调频脉冲的频率曲线和接收信号的图；图7示出了在零差情况下具有四阶附加项的理想线性调频脉冲的扰动的图；图8示出了在零差情况下有扰动的线性调频脉冲与理想的线性调频脉冲之间的发射频率差和接收信号差的图；图9示出了在外差情况下用于理想线性调频脉冲的频率曲线和接收信号的图；图10示出了在外差情况下具有四阶附加项的理想线性调频脉冲的扰动的图；
图11示出了在外差情况下有扰动的线性调频脉冲与理想的线性调频脉冲之间的发射频率差和接收信号差。
图1至图5仅示出了光学实施例，其中以下附图标记被用于标识装置部件的纯示意图中的元件。仅示出了零差变型例。然而，根据本发明还可以实现在非光谱范围内(例如，在雷达或者微波范围内)的外差变型例和装置。外差变型例需要用于产生混频所需的第二信号的另一信号发生器或者另一信号输出。
附图标记一览表ADC-模拟数字转换器BS-用户界面DE-检测器DE1-第一检测器DE2-第二检测器DSP-数字信号处理器EO-接收光学系统MI-混频器MI1-第一混频器MI2-第二混频器MS-混频信号NL-非线性SD-分束器SG-信号发生器SO-发射光学系统ST-控制器TF-低通滤波器TL-激励器及激光器UE-叠加ZA-计数器90°-90°移相器
具体实施例方式
图1示出了根据本发明第一实施例的示意图，其中包括混频器MI，信号发生器SG的电信号s(t)和检测器DE的回波信号e(t)在该混频器中耦合。信号发生器SG的信号s(t)还用于对由激励器及激光器TL产生的辐射叠加频率调制。该可见光谱或者非可见光谱范围内的光辐射是通过发射光学系统SO而发出的，在被一个或更多个目标或物体反射后又通过接收光学系统EO和检测器DE来接收。在零差法中，混频器MI利用信号发生器SG的信号s(t)和包括在接收辐射中的由激励器及激光器TL产生的光束的信号两者。混频器MI的结果通过低通滤波器TF和模拟/数字转换器ADC被数字化并被馈送给数字信号处理器DSP用以进行信号处理。通过计数器ZA与混频器MI并行地确定总相位TP，同样也将其馈送给数字信号处理器DSP。控制器ST控制信号发生器SG，使得能补偿产生的信号与理想曲线的偏差。因此，可以通过控制器ST来改变信号发生器SG所产生的信号s(t)以使实际发射具有理想的频率曲线，或者在评估时纯粹从算法上考虑误差。另外，还可以结合对与理想状况的偏差的校正及其计算考虑。可通过用户界面BS来控制测距装置。
图2示意性地示出了根据本发明的第二实施例，其中包括利用光学检测信号的混频器MI并且包括用于总相位TP的计数器ZA。与图1不同的是，信号发生器SG的信号s(t)没有被直接馈送给混频器MI，而是经由分束器SD将由激励器及激光器TL发出的辐射送到第二检测器DE2，第二检测器DE2的输出又同时连至混频器MI和用于确定总相位TP的计数器ZA两者。因此，除了回波信号e(t)外，这种布置还利用了经由内部路程而馈送的第二光学检测信号s(t-t0)，从而激励器/激光器组TL的影响同等地作用于混频器MI的两个信号。
图3中示出了类似于图1中的实施例的作为根据本发明第三实施例的示意图，其中包括两个混频器、直接电信号耦合输入以及90°相位差接收器。信号发生器SG的信号s(t)被馈送给第一混频器MI1以及后置电路为低通滤波器TF和模拟/数字转换器ADC的第二混频器MI2，第二混频器MI2的信号在90°移相器中被移相。检测器DE记录下的辐射的回波信号e(t)不仅被耦合输入到第一混频器MI1，而且被耦合输入到第二混频器MI2，整体上得到一90°相位差接收器。
图4示出了与图2的第二实施例相似的根据本发明的第四实施例的示意图，其中包括两个混频器、光学检测信号s(t-t0)以及90°相位差接收器。第四实施例将图3的第三实施例的90°相位差接收器与图2的第二实施例的对信号s(t-t0)的光学检测结合在一起。与图1不同的是，信号发生器SG的信号s(t)没有被直接馈送给90°相位差接收器，而是经由分束器SD将由激励器及激光器TL发出的辐射送到第二检测器DE2，第二检测器DE2继而与90°相位差接收器相连接。
图5示意性地示出了通过叠加UE和非线性NL的顺序来产生混频项。混频项的产生表示可与上述实施例中的任一个相结合的另一基本可能性。因为由此可以省略一个检测器，所以对于第二实施例尤为有利。通过在随后为非线性NL和低通滤波器TF的检测器DE之前或之处对混频信号m(t)与回波信号e(t)进行UE叠加来代替混频器。二次非线性NL精确地产生所需乘积作为混频项，而低通滤波器TF抑制了不希望的项。该原理例如用在二极管混频器或者FET混频器中。
后面的图6至图11示出了针对零差示例和外差示例与严格线性的线性调频脉冲曲线的偏差的影响，由所述偏差可能导致测距误差。如果没有对线性调频脉冲曲线进行建模，则或是必须采用更复杂的装置以满足线性要求，或是必须接受有误差的测量。
图6至图8示出了零差情况下的多个示例。借助Matlab来计算仿真结果，在此基于以下值fs＝10MHz采样频率T＝1ms线性调频脉冲周期m＝9980采样点数f0＝600MHz中心频率B＝100MHz线性调频脉冲带宽d0＝0信号偏差对于距离为4.5m和45m的两个同样强的目标，图6示出了在零差情况下对于理想线性的线性调频脉冲的频率曲线图(上)和经混频并采样的接收信号的图(下)。
图7示出了在公式(1)中附加有四阶项的零差情况下的理想线性调频脉冲的扰动。为了初始频率和终止频率变化不大，还对二次项略做调整。因此，相位函数中的扰动项为ΔΦ(t)＝-6.0·109s-2·t2+1.114·1016s-4·t4(9)图7也示出频率曲线(上)和经混频并采样的接收信号(下)。
图8示出了在零差情况下有扰动的线性调频脉冲与理想的线性调频脉冲之间的发射频率差和接收信号差。尽管线性调频脉冲频率与理想值最大相差仅0.42％，但接收信号之差就与信号本身一样大了。示出了频率差(上)以及接收信号差(下)。
图9至图11示出外差情况的多个示例。同样借助Matlab来计算仿真结果，在这里基于与零差情况下的值相同的值。谐波混频信号的频率f1为500MHz。
图9示出了在外差情况下对于线性的线性调频脉冲的频率曲线(上)和接收信号(下)。这里，采用了与以上零差情况相同的参数值和目标距离。
图10示出了在外差情况下根据理想的线性调频脉冲的式(9)的扰动的影响。也示出了频率曲线(上)和经混频并采样的接收信号(下)。
图11示出了在外差情况下有扰动的线性调频脉冲与理想的线性调频脉冲之间的发射频率差和接收信号差。尽管线性调频脉冲频率与理想值最大相差仅0.42％，但接收信号之差还是与信号本身一样大。
显然本领域技术人员应理解，部件或者原理的各种设置可以按照另选或者增补的方式而相互组合。如以上已经提到的，也可以在零差或外差结构下设计实施例装置具有不同形式的混频器(例如，Gilbert单元或者采样混频器)，或者通过叠加和非线性的顺序来替代一个或更多个混频器。
权利要求
1.一种电光测距方法，该电光测距方法包括以下步骤发射步骤，向至少一个待测目标发射调频光电磁辐射，通过下式来描述作为叠加在所述辐射上的频率的线性调频脉冲f(t)=dΦ(t)dt,]]>Φ(t)为相位函数；接收步骤，接收由所述至少一个待测目标散射回的辐射；转换步骤，将所接收到的辐射转换成至少一个接收信号，尤其是利用零差混频或者外差混频来转换；确定步骤，根据所述接收信号确定距所述至少一个待测目标的至少一个距离，该电光测距方法的特征在于，所述相位函数Φ(t)是利用参数cj来建模的，所述参数中的至少一些是通过所述接收信号来确定的。
2.根据权利要求1所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，所述参数中的至少一些是在不确定相位值的情况下直接根据所述接收信号而确定的。
3.根据权利要求1或2所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，所述组参数cj的基数是有限的。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，在每次测量时确定所述参数cj，尤其是与另外的系统参数和/或对应于所述至少一个距离的渡越时间tk一起来确定所述参数cj。
5.根据前述权利要求中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，测量发送信号在已知的时间间隔内、尤其是在测量间隔内的总相位变化Φtot＝Φ(tb)-Φ(ta)，尤其是通过计数所述发送信号过零的次数来测量总相位变化。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，将所述根Φ(t)=Σj=1mcjΦj(t)]]>的相位函数建模为适当的基函数Φj(t)的有限线性组合，尤其是利用以下内容作为基函数幂；正交多项式；小波；或者采样点处的离散δ函数。
7.根据权利要求5或者根据权利要求5和6所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，在信号评估中针对系数c1，...，cm，考虑一般辅助条件Φ(tb；c1，K，cm)-Φ(ta；c1，K，cm)＝Φtot，或者线性辅助条件Σj=1m[Φj(tb)-Φj(ta)]·cj=Φtot.]]>
8.根据权利要求4、6或7所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，借助最大似然法来确定所述参数cj，尤其是与所求的另外的系统参数和渡越时间tk一起来确定参数cj，优选地按照最小二乘法来确定，可选择地采用一般辅助条件或线性辅助条件。
9.根据权利要求1至5中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，利用非线性参数c1，...，cm来对所述相位函数Φ(t)＝Φ(t；c1，...，cm)进行建模，从而使得要解决的优化问题也关于参数c1，...，cm呈非线性。
10.根据前述权利要求中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距方法的特征在于，尤其是当线性调频脉冲与线性的偏差较小时，借助于频率分析来计算渡越时间tk的近似初始值，并且利用所述参数的近似值来计算下式 其中，e(t)表示回波信号，d表示信号偏移。
11.一种带有程序代码的计算机程序产品，所述程序代码存储在可机读介质上或者通过电磁波来体现，用于执行根据权利要求1至10中的任一项所述的方法，尤其是在该程序在计算机上运行的情况下。
12.一种电光测距装置，该电光测距装置用于执行根据权利要求1至10中的任一项所述的电光测距方法，该电光测距装置至少包括可调制的光辐射源(TL)，其用于产生光辐射并向待测目标发射该光辐射；信号发生器(SG)，其用于对辐射源(TL)进行调制，通过下式来描述作为叠加在所述辐射上的频率的线性调频脉冲f(t)=dΦ(t)dt,]]>Φ(t)为相位函数；检测器(DE，DE1，DE2)，其用于接收散射回的辐射并将该辐射转换为信号；信号处理器，尤其是数字信号处理器(DSP)，其用于对所述信号进行处理；特别地还包括混频器(MI，MI1，MI2)，其用于执行零差混频处理或者外差混频处理，所述电光测距装置的特征在于，所述信号发生器(SG)、所述检测器(DE，DE1，DE2)以及所述信号处理器被布置且设计为使得，用于对所述相位函数Φ(t)进行建模的所述参数cj中的至少一些是根据测量而确定的，尤其是根据对所接收到的辐射的测量而确定的。
13.根据权利要求12所述的电光测距装置，该电光测距装置的特征在于，所述信号发生器(SG)、所述检测器(DE，DE1，DE2)以及所述信号处理器被布置且设计为使得，在每次测量时确定所述参数cj，尤其是与另外的系统参数和/或对应于至少一个距离的渡越时间tk一起来确定所述参数cj。
14.根据权利要求12或者13所述的电光测距装置，该电光测距装置的特征在于包括用于确定发送信号的总相位(TP)的装置，尤其是计数器(ZA)。
15.根据权利要求12至14中的任一项所述的电光测距装置，该电光测距装置的特征在于，通过以下顺序来产生混频项，尤其是在后置电路为低通滤波器(TF)的情况下将所述散射回的辐射与混频信号进行光或电叠加(UE)；以及非线性化(NL)，尤其是二次非线性化。
16.根据权利要求12至15中的任一项所述的电光测距装置，该电光测距装置的特征在于包括控制器(ST)，该控制器(ST)按照如下方式来控制所述信号发生器(SG)使其补偿所述线性调频脉冲与线性频率曲线的偏差，尤其是实时地补偿。
全文摘要
本发明涉及用于测距及检测非理想线性调频脉冲曲线的电光方法。在该电光测距方法中，将调频光辐射发射到至少一个待测目标上。一旦接收到由该目标散射回的辐射，就通过具有参数c
文档编号G01S7/48GK101036068SQ200580034408
公开日2007年9月12日 申请日期2005年9月29日 优先权日2004年10月9日
发明者贝亚特·埃比舍尔, 马塞尔·罗纳 申请人:莱卡地球系统公开股份有限公司