一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计的制作方法

专利名称：一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计的制作方法
技术领域：
本发明涉及流量检测领域，为一种低功耗数字涡街/旋进旋涡流量计，特别是一 种以单片机(MCU)为核心、周期图谱分析与硬件带通滤波器组相结合的采用电池供电的涡 街/旋进旋涡流量计信号处理系统。
背景技术：
中国发明专利公布了一种改进的低功耗两线制涡街流量计(徐科军，刘三山，刘 家祥，罗清林，朱志海.改进的低功耗两线制涡街流量计，申请发明专利，200810246107. 9， 申请日2008.12.22.)。这种改进后的低功耗两线制涡街流量计，包括压电传感器、差分电 荷放大器、电压放大器、程控放大器、低通滤波器、电压跟随器、带通滤波器组、带通选择开 关电路、峰值检测电路、整形电路、单片机、人机接口电路、4 20mA输出与电源管理电路、 恒流源、温度传感器、压力传感器、差分放大器、16位模数转换器。采用少点数FFT频谱分析 与模拟带通滤波器组相结合的方式处理涡街传感器信号，采用多周期等精度的频率测量方 法，具备温度和压力补偿电路和功能，输出4 20mA直流电流、两线制工作。改进后的低功 耗两线制涡街流量计量程比、测量精度和抗干扰能力均大幅度提高。这种低功耗两线制涡 街流量计是用14V-36V直流电压供电工作的，但是，在有些应用现场没有外部电源供电或 者用导线引电源费用比较高，这时就需要用由电池供电的涡街流量计。与涡街流量计测量 原理相近的旋进旋涡流量计，也是采用压电传感器输出与流量成比例的频率信号，通常用 来测量气体流量，也常常采用电池供电方式。对于电池供电的涡街/旋进旋涡流量计，不要 求具备4-20mA电流输出，对测量精度的要求也比普通供电方式的稍低，要求显示瞬时和累 积流量，并进行温度和压力补偿，要求用一节3. 6V、6. 5安 时的电池能够连续工作一年半 以上。为了实现电池供电能够工作一年半，目前此类流量计均是采用经常休眠的方式，具体 地讲，流量计不是每时每刻计流量产生的脉冲，而是间隔一段时间后，计一段时间的脉冲， 再间隔一段时间后，再计一段时间的脉冲，……。即用某一很短时间段内的瞬时流量作为 一长时间段的平均流量。这样，当流量变化比较大时，就会产生很大的测量误差。同时，目 前此类流量计均是使用的放大、滤波、整形和脉冲计数的处理方式，存在量程比小、抗现场 振动干扰能力差的缺陷。

发明内容
针对目前电池供电涡街/旋进旋涡流量计的缺陷，本发明专利根据对电池供电涡 街/旋进旋涡流量计的精度和量程比的要求，在已经申请专利的基础上，进一步改进电路 与算法(l)根据实际涡街信号频率选择带通滤波器组的某路通道后，其余七个通道不再 进行滤波；(2)考虑在某些应用场合，温度和压力变化比较缓慢，利用间歇采样模式取代实 时采样模式，并且设计回路通断可控的恒流源，以降低系统的功耗；(3)针对于低功耗两线 制工作模式设计的电路，进一步降低电流消耗。 本发明的优点是周期图谱与模拟带通滤波器组相结合，对流量传感器进行最佳
4滤波，实现准确的脉冲计数；始终对流量脉冲进行计数，即便流量发生较大变化时，也能保 证较好的测量精度；采用一节3. 6伏、6. 5安 时的电池供电，这种低功耗、数字涡街/旋进 旋涡流量计至少可以工作一年半时间。


图l是系统硬件框图。 图2是单运放差动电荷放大器电路原理图。 图3是电荷放大器输出信号调理电路原理图。 图4是分压跟随电路原理图。 图5是偏置电路原理图。 图6是带通滤波器组1电路原理图。 图7是带通滤波器组2电路原理图。 图8是滤波器选择与脉冲整形电路图。 图9是DC/DC的选通电路图。 图10是数字2. 7V电压转换电路图。 图11是模拟2. 5V电压转换电路图。 图12是掉电保护电路图。 图13是脉冲输出电路图。 图14是可控恒流源、温度传感器和压力传感器接口电路图。 图15是压力传感器差分放大电路图。 图16是16位模数转换器电路图。 图17是单片机电路图。 图18是键盘输入电路图。 图19是LCD显示模块接线示意图。 图20是外部看门狗电路图。 图21是外扩FRAM电路图。 图22是系统软件框图。 图23是系统主监控程序流程图。 图24是系统脉冲捕获原理框图。 图25是系统频率估算流程图。 图26是系统滤波器通道选择流程图。 图27是系统流量计算流程图。 图28是系统键盘扫描流程图。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明作进一步的说明。 本发明的设计思想是采用数字频谱分析结合带通滤波器的方法，提高了仪表的 抗干扰能力、测量精度和量程比，并且通过温度和压力补偿，扩展了仪表的适用范围。然而， 按照电池供电的要求，系列要能工作一年半。若采用一节3.6伏、6.5安，时的电池供电，系统消耗的平均电流必须低于500uA，这远远小于单片机完全运行及信号调理和补偿电路的 电流消耗。所以，采用了以下有效措施来降低系统的功耗(l)根据电池实际电压及单片机 的工作状态，实现第一级电压转换中降压型直流-直流变换器(DC/DC)与低压差线性稳压 电源(LDO)的实时切换；为了降低模拟部分功耗，利用LDO实现第二级电压转换，进一步降 低模拟部分的供电电压。(2)采用低功耗单片机进行少点数快速傅立叶变换(FFT)，实现周 期图谱分析，确定涡街信号的频率值；设计一组硬件带通滤波器，其通带覆盖涡街/旋进旋 涡信号的频带，根据频谱分析结果来选择具体的带通滤波器，进行最佳滤波；未选通的带通 滤波器中的运算放大器处于未使能状态，降低系统的功耗。(3)温度和压力补偿，设置为间 歇采样模式。在采样的间隙，利用单刀双掷开关(SPDT)切断恒流源的上位端电压供给，降 低系统的功耗。 本发明系统的总体结构如图1所示。本发明系统由压电传感器、单运放差动电荷 放大器、电压放大器、低通滤波器、电压跟随器、带通滤波器组、带通选择开关电路、整形电 路、单片机、人机接口电路、两级电压转换电路、可控恒流源、温度传感器、压力传感器、差分 放大器、16位模数转换器(ADC)。 本发明系统的工作过程为从压电传感器输出的微弱电荷信号，首先经过电荷放 大器将其转变为电压信号，由于幅值非常小，所以，在经过一级无源低通滤波后，又经过一 级限幅电压放大器。放大后的信号经过低通滤波器，滤除信号中的高频干扰，然后由电压跟 随器(缓冲器)输出2路信号。第1路信号经过分压、跟随电路后，被单片机自带的ADC采 样和转换，变成数字量。单片机对信号进行少点数的FFT，做周期图谱分析，得到信号的频 率值，来选择带通滤波器组的通道，使能相应通道的运算放大器。第2路信号送至带通滤波 器组，进行滤波；由单片机的频谱分析结果来决定输出某路滤波后的信号。把经过带通滤波 器组的输出信号送至由比较器组成的整形电路进行整形，整形后的信号送至单片机的定时 器输入端，采用捕获方式，利用多周期等精度方法进行频率计数。根据计数结果，单片机将 流量信息显示在LCD上。为了降低系统的平均功耗，单片机设置了休眠模式，在该模式下， 单片机消耗的电流仅为5uA。单片机每完成一次测量，休眠3s。系统的电源设计为两级转 换，在第一级转换过程中，依据降压型DC/DC与LDO在不同情况下转换效率各有优劣，设计 了逻辑判断选择电路。当电源电压高于3.3V或者单片机完全运行时，在系统需求的电流 负载下，降压型DC/DC的转换效率要高于LDO，因此选用降压型DC/DC进行转换；反之，则选 用LDO进行转换。在第二级转换过程中，利用LDO降低模拟部分的供电电压，节省了功耗。 系统的温度和压力补偿模块，采用间歇采样模式，在采样的间隙，利用SPDT(Single-Pole Double-Throw,单刀双掷)从电压上位端切断恒流源供给，从而降低了系统功耗。通过上述 措施，使得系统的平均电流为460uA，符合电池供电的设计要求。 如图2所示，涡街/旋进旋涡流量传感器，即压电传感器输出的电荷信号经由放大 器U1A，电容C1、 C4、 C7、 Cll、 C12，电阻R1、 R8、 Rll组成的单运放差动电荷放大器放大，其 中，Cl 、 C12是反馈电容，决定了电荷放大器的放大倍数。图1和其它图中的偏置电压Vref 由图5所示的偏置电路提供。偏置电路由U1B，电阻R12、 R14，电容C13组成，提供1. 235V 直流电压。 经放大后的信号通过隔直电容C5，去除直流成分后，送至由放大器U2A，电阻R4、 R5、 R2、 R9，电容C6、 C2、 C9， 二极管D1 、 D2组成的限幅电压放大器，如图3所示。图中，电阻
6R4、 R5和电容C6构成了一级无源低通滤波。电阻R2为U2A反馈电阻，其与电阻R4、 R5之 和的比值即为放大电路的放大倍数。电容C2、电阻R2和运放U2A又构成了一级有源低通 滤波。电阻R9为平衡电阻，平衡运放两输入端的失调电压。考虑到涡街/旋进旋涡流量传 感器输出信号的幅值与频率成平方的关系，而涡街/旋进旋涡信号的频率变化范围较宽， 所以，信号幅值变化范围很大。为了防止运放输出饱和，二极管D1、D2构成双向限幅，将信 号交流分量的幅值限制在其导通压降以内。经限幅放大器后的信号送至低通滤波器和电压 跟随器，如图3所示。低通滤波器由放大器U2B，电容C3、C8，电阻R3、R6、R7、R10组成。电 压跟随器由放大器U3A，电容C10构成。低通滤波器采用多重反馈结构，主要是因为该结构 具有参数漂移灵敏度较小，并且实现的电路规模适中。电压跟随器的输出分为2路，第l路 经过分压跟随电路后，送至单片机的P6. 3/A3引脚，由单片机自带的模数转换器(ADC)采样 后进行周期图谱分析，如图4和图17所示。分压跟随电路由电阻R13、R15和放大器U3B构 成，它将涡街/旋进旋涡信号幅值范围压縮至单片机的AD参考电压以内。第2路直接送至 带通滤波器组进行滤波，如图6和图7所示。 虽然涡街/旋进旋涡流量传感器信号经过了如前所述的低通滤波器， 一些高频信 号被滤除。但是，由于涡街/旋进旋涡信号频率的变化范围较宽，从0. 5Hz到3. 7KHz。在这 个频带范围内，可能包含涡街/旋进旋涡流量信号频率、机械振动频率、流场扰动噪声频率 和其它噪声频率。若将此信号直接进行整形和计数，由于各种噪声的影响，很容易造成整形 电路的误触发，使测量结果出现较大的误差。针对这个问题，本发明系统设计了一组模拟带 通滤波器，包括一个低通滤波器和7个带通滤波器，如图6和图7所示。其中，低通滤波器 由放大器U4A，电容C16、 C21，电阻R17、 R21、 R22、 R26，退耦电容C14构成，为了保持每个通 道的信号相位相同，在低通滤波器之前添加了反向跟随电路，由放大器U4B，电阻R16、 R20、 R27、 R89构成。第1个带通滤波器由放大器U4D，电容C26、 C27、 C28，电阻R31、 R38、 R41、 R90，放大器U4C，电容C23、C31，电阻R30、 R34、 R35、 R40构成；第2个带通滤波器由放大器 U5B，电容C36、C39、C40，电阻R45、R52、R55、R91，放大器U5A，电容C35、C43，电阻R44、R48、 R49、R54，退耦电容C33构成；第3个带通滤波器由放大器U5D，电容C46、C49、C50，电阻R59、 R66、 R69、 R92，放大器U5C，电容C45、 C53，电阻R58、 R62、 R63、 R68构成；第4个带通滤波器 由放大器U6D，电容C47、C51、C52，电阻R60、 R67、 R70、 R93，放大器U6C，电容C48、C54，电阻 R61、R64、R65、R71构成；第5个带通滤波器由放大器U6B，电容C37、C41、C42，电阻R46、R53、 R56、R94，放大器U6A，电容C38、C44，电阻R47、R50、R51、R57，退耦电容C34构成；第6个带 通滤波器由放大器U7D，电容C24、C29、C30，电阻R32、 R39、 R42、 R95，放大器U7C，电容C25、 C32，电阻R33、 R36、 R37、 R43构成；第7个带通滤波器由放大器U7B，电容C17、 C19、 C20，电 阻R18、 R25、 R28、 R96，放大器U7A，电容C18、 C22，电阻R19、 R23、 R24、 R29，退耦电容C15构 成。这7个带通滤波器的电路结构相同、参数不同，从而通带互不相同，但是相互连接，覆盖 涡街流量计的频带范围，并且相邻通带间有一定的重叠。由1个高通滤波器和1个低通滤 波器来实现1个带通滤波器，这样比单运放带通滤波器的幅频特性好，即这样形成的通带 部分的幅频恃性比较平坦，截止区域衰减得更快。考虑到整个涡街信号的频率范围在0. 5Hz 至3700Hz的范围，若用一组带通滤波器组去滤波，效果不佳，所以，针对不同情况设计了若 干组滤波器组，这样既具有一定的通用性和互换性，又保证有较好的滤波效果。例如，针对 15mm至200mm 口径的液体流量测量设计1组带通滤波器组的参数，其工作频率覆盖1Hz至500Hz ;针对25mm至150mm 口径的气体流量测量设计1组带通滤波器的参数，其工作频率覆 盖19Hz至2300Hz。具体选择哪个滤波器的输出信号进行整形和计数，由单片机对涡街信 号进行频谱分析的结果来决定。即单片机对采集到的涡街/旋进旋涡传感器信号进行周期 图谱分析，确定涡街信号的范围；据此，确定用哪个带通滤波器滤波后的信号进行整形和计 数，这样可以最大程度地消除各种噪声对涡街/旋进旋涡信号的影响，避免误触发，保证计 数的精度。 带通滤波器组中8个滤波器，每个通道中的放大器分别由单片机的EN1至EN7使 能控制，即低通ENO使能低通滤波器中的放大器U4A， U4B ;EN1使能第1路带通滤波器中的 放大器U4C、 U4D ;EN2使能第2路带通滤波器中的放大器U5A、 U5B ;EN3使能第3路带通滤 波器中的放大器U5C、 U5D ;EN4使能第4路带通滤波器中的放大器U6C、 U6D ;EN5使能第5 路带通滤波器中的放大器U6A、 U6B ;EN6使能第6路带通滤波器中的放大器U7C、 U7D ;EN7 使能第7路带通滤波器中的放大器U7A、 U7B。电阻R89、 R90、 R91、 R92、 R93、 R94、 R95、 R96 为下拉电阻。带通滤波器每次根据单片机的频谱分析结果选通其中某一路，其输出信号代 表涡街流量信号，且受干扰影响小。可是，其它通道的输入信号也分别通过反馈回路传导至 滤波器输出。本发明系统选用8选1多路开关U14，如图8所示。该器件的8个输入端分 别与带通滤波器组的8个通道相连，公共端及开关输出端3通过电阻R86与比较器U15的 输入端3相连。图8中，U14的3根控制线A、B、C分别与单片机的I/O 口 P8. 0、P7. 3、P7. 2 相连，如图17所示。U14根据3路控制引脚的电平来选通相应的通道，即根据单片机频谱 分析的结果来选通相应的通道，并且该通道与带通滤波器组中选通的通道相吻合。被选通 信号是经过滤波后的、含有最少噪声的涡街信号，送入比较器U15进行整形，输出规则的方 波，再送入单片机的P1.0，进行计数。与普通的施密特触发器相比，这里的比较器能够调整 门槛电压，波形要超过门槛值才能触发脉冲，具有较强的抗干扰能力。 本发明系统采用TI公司的单片机MSP430F5418为处理核心，如图17所示。选择 这款单片机的原因是，要求本发明系统做到超低功耗，同时，系统在信号处理时用到FFT运 算，需要大容量的SRAM，但外扩会大大增加系统的功耗，而MSP430F5418单片机具有16KB的 S廳。 MSP430F5418是MSP430系列中的高端产品，它除了具备超低功耗的逻辑运算单元
以外，还集成了丰富的外围模块。它主要通过以下三种形式来实现低功耗具有活动模式
和6种低功耗模式，可根据不同需要进行选择，以达到功耗最低的目的；它还具有独特的时
钟系统设计，包括基本时钟(高速时钟和低速时钟)系统和DC(数字振荡器)时钟系统；另
外，它采用矢量中断，支持64个中断源，用中断请求唤醒CPU只需要5us。所以，通过合适的
硬件设计和合理的编程，既可以降低系统功耗，又可以对外部事件做出快速响应。 MSP430F5418是16位单片机，使用目前最流行的精简指令集(RISC)结构，一个时
钟周期可以执行一条指令。同时，MSP430F5418采用了一般只用DSP才有的32位硬件乘法
器、DMA等体系结构，大大增强了它的数据处理和运算能力，为实现本发明系统中的数字信
号处理算法提供了保证。 MSP430F5418集成了十分丰富的片内外设，主要有以下功能模块看门狗、定时器 A、定时器B、32位硬件乘法器、16输入通道的12位ADC、直接存储器存取(DMA)、4种通用串 行通讯接口 、端口 1 端口 8 (Pl P8)和基本定时器。虽然MSP430F5418没有集成液晶驱
8动模块，但是，外加一片液晶驱动模块，同样可以做到低功耗。 MSP430F5418单片机存储器采用的是统一结构，即物理上完全分离的存储区域如 FLASH、 RAM、外围模块、特殊功能寄存器SFR等，被安排在同一地址空间，这样，就可以用一 组地址、数据总线、相同的指令对它们进行字节或者字形式访问。这种组织方式和CPU采用 精简指令相互协调，对外围模块的访问不需要单独的指令，为软件的开发和调试提供了便 利。 本发明系统采用了 2级电源转换。经过第1级电压转换，由电池得到系统数字部 分供电电源。第l级电源转换过程中，为了提高转换效率，系统根据实际电池电压与单片机 的工作状态，实时切换降压型DC/DC与LD0，DC/DC选通电路如图9所示。其中，电压检测电 路包括U1，电阻R1、 R2、 R3和电容C3，当电压低于3. 3V时，Ul的端口 3输出低电平。RUN 信号表示单片机的运行状态，高电平表示单片机处于完全运行状态，低电平表示单片机处 于休眠状态。电压检测信号与单片机状态信号，作为U2的输入，其端口 3输出DC/DC的逻 辑控制电平，连接至降压型DC/DC的端口 6，如图IO所示。电阻R4为下拉电阻，电容C1、C2 为滤波电容。 系统中设置降压型DC/DC的转换输出电压略高于LD0的转换输出电压，通过控制 降压型DC/DC的转换状态，即可同时控制降压型DC/DC与LDO两者的工作状态。当使能降压 型DC/DC进行转换时，LDO的输出端电压高于其内部参考电压，从而使得其内部逻辑判断单 元自动切断了电源转换通道；当未使能降压型DC/DC进行转换时，LDO转换输出电压，并且 该电压在降压型DC/DC的输出端未形成灌电流。图10所示，即为第1级电压转换电路。降 压型DC/DC电源转换模块，包括U4，电容C11、C12、C4、C9、C10，电阻R6、R7、R9和电感L2，其 中，电容Cll、 C12为输入滤波电容，电容C9、 C10为输出滤波电容，电容C4可以很好地降低 输出电压纹波，电阻R7、R9的比值确定了降压型DC/DC的输出电压。LDO电源转换模块，包 括U5，电容C16、C13、C14、C15和电阻RIO、 Rll，其中，电容C16为输入滤波电容，电容C14、 C15为输出滤波电容，电阻R10、R11的比值确定了 LDO的输出电压。 通过降低模拟部分的供电电压，可以在一定范围内降低系统的功耗。因此，系统中 利用LDO进行第2级电压转换，如图11所示，该部分主要包括U3、电感L3、电容C8、C5、C6、 C7和电阻R5、R8。 如图12所示，系统的掉电保护电路由U6，电阻R12、R14、R13和退耦电容C17组成， 其中，电阻R12、R14的比值确定了掉电保护的阈值电压。 图13所示为系统标定时使用的脉冲输出电路。光耦U7两侧的电路均采用脉冲输 出端24V电源，光耦的原边电路由电容C18，电阻R16、 R20和三极管Q4组成。光耦的副边 电路由电容C19，电阻R15、 R17、 R18、 R19、 R21、 R22，二极管Dl、 D2、 D3、 D4，三极管Ql、 Q2、 Q3和拨码开关Sl组成，其中，二极管Dl用于防止电源反接；二极管D2用于防止电源过压 并且滤除电源电压过冲；拨码开关S1用于选通电阻R21或者R22，从而改变输出脉冲的幅 值；三极管Q1和Q3组成达林顿管结构，增大了基射极之间的电流放大倍数。当脉冲输入信 号Pulseln为高电平时，脉冲输出为低电平；当输入信号Pulseln为低电平时，脉冲输出为 高电平。通过调整脉冲输入信号Pulseln的频率，即可调整输出脉冲的频率。
如图14所示，温度和压力补偿电路由低阻抗SPDT芯片UIO， 2. 5V基准电源Ul 1 ，运 算放大器U8B，电阻R88、 R73、 R74、 R77、 R75、 R80，电容C67、 C56、 C63、 C59、 C60、 C62和温度和压力补偿接口 U12组成。U10由单片机的P5. 7端口输出信号Temp—EN选通相应端口，如 图14和图17所示，电阻R88为下拉电阻，当Temp—EN为高电平时，选通U10的NO与COM端 口，即接通恒流源；当Temp—EN为低电平是，选通U10的NC和COM端口 ，即断开恒流源。电 阻R74与R77的比值确定了运算放大器U8B的正相输入端电压，电阻R80确定了恒流源的 电流强度。电容C63用于滤除运算放大器U8B两输入端的差模干扰。电容C59和电阻R75 用于补偿和隔离运算放大器U8B的输出电容负载。电容C60、C62为滤波电容。温度传感 器两端Temp+和Temp-接至16位模数转换器U13的输入端。压力传感器输出信号Press+ 和Press-，先经过一级由运算放大器U9A、U9B，电阻R72、 R76、 R78、 R79、 R82、 R83、 R85，电容 C57、C64、C61、C65，退耦电容C55组成的差分放大器放大，如图15所示，然后，接至16位模 数转换器U13的输入端，如图16所示。U13为16位ADC，将温度传感器和压力传感器输出 的模拟信号转换成数字信号，通过I2C总线送至单片机，为流量信号的温度和压力补偿提 供信息。 本发明系统的人机接口电路由键盘电路和LCD显示电路组成，如图18和图19所 示。键盘采用简单的非编码键盘设计，共安排了四键设定、移位、递增和确认，如图18所 示。键值通过单片机的GPIO 口中的P2 口触发捕获中断，四键分别占用P2.4， P2.3， P2.2， P2. 1。当有键按下时相应的口线跳变为高电平。本发明系统的LCD电路如图19所示。选 用定制的液晶显示器，专用于流量、温度、压力等仪表，可双排显示14位8段式字符，并具有 字母提示符显示。 图20所示为外部看门狗电路，由外扩看门狗芯片Ul，复位按键Sl，退耦电容C3和 电阻R1、R2、R3组成。电阻R2、R3的比值确定了系统低电平报警的电压阈值。Ul的端口7 连接至单片机的RST引脚，端口 6连接至单片机的Pl. 7，端口 5连接至单片机的P2. 0，如图 17所示。 图21所示为外扩FRAM电路，包括FRAM芯片U4和退耦电容Cll、 C12。 U4与单片 机采用SPI通讯协议，U4的端口 1、2、5、6分别连接至单片机的P3. 3、 P3. 5、 P3. 4、 P3. O，如 图21和图17所示。 图22所示为系统软件总体框图，系统软件采用模块化设计方法，由主监控程序模 块、保护模块、中断模块、初始化模块、频率估算模块、带通滤波器选择模块、流量计算模块、 温度压力补偿模块和人机接口模块组成。 图22中的主监控程序模块是整个系统软件的总调度程序，通过调用各个程序模 块，实现本系统所要求的功能。图23为系统的主监控程序流程图，它是一个循环程序，系 统上电以后，主监控程序自动运行，整个程序将按设定的方式，对各个子程序进行相应处 理。其基本过程为系统上电，立即对单片机各功能模块以及人机接口变量进行初始化；然 后系统第一次进行FFT计算，选择相应的带通滤波器通道；接着设置单片机进入低功耗模 式，休眠3秒；然后进入正常工作模式，发触发捕获信号，计算脉冲频率，如果温度和压力补 偿时间到，则进行温度和压力补偿，否则，计算累积流量；然后，判断频率是否突变，如果脉 冲频率跳出当前滤波器频率上下限，设置频率突变标志，根据此标志重新进行FFT计算；然 后，刷新LCD，判断30秒定时是否到，由此判断下一次循环是否进行FFT计算。
本发明系统使用了 MSP430F5418单片机的LPM3低功耗模式，通过设置单片机周 期性地进入休眠模式，每次休眠3秒，从而降低系统功耗；又因为计算FFT时单片机功耗最大，考虑到FFT计算只是对流量信号的频率估算，并不需要一直计算，因此本发明系统不是 每次循环都进行FFT计算，而是设定30s计算一次，即每循环10次，才进行一次FFT运算。 如图23所示，系统上电初始化以后，立即进行第一次FFT计算，选择相应的带通滤波器，然 后设置单片机进入低功耗模式，定时3秒以后，单片机退出低功耗模式，重新回到正常工作 模式，继续执行以下程序，一次循环结束以后，通过判断是否休眠了 10次，如果休眠次数没 有达到IO次，那么单片机不计算FFT，直接进入低功耗模式，如果休眠达到了 IO次，设置标 志，单片机进行FFT计算，重新选择带通滤波器。 本发明系统中，使用了多周期等精度的方法计算脉冲频率，从而保证了计算的精 度。为实现多周期等精度测量，我们设置定时器AO为涡街/旋进旋涡信号脉冲计数器，设 置定时器B为填充脉冲计数器，在进行脉冲频率计算之前，让定时器AO的P丽输出单元发 出上升沿，定时器AO和定时器B分别捕获当前脉冲计数值和填充脉冲计数值，根据相邻两 次这两个定时器捕获的计数差值计算出涡街/旋进旋涡流量信号的脉冲频率。如图24所 示，定时器AO的时钟由外部提供，S卩外部每来一个脉冲，定时器AO的计数值将增加l，因此 定时器AO对流量信号脉冲进行计数；定时器B的时钟是由单片机低频晶振(32768HZ)提 供，作为填充脉冲计数器。每次由定时器AO的P丽输出单元发出上升沿，触发定时器AO和 定时器B将各自的计数值捕获，由此计算出定时器AO相邻两次捕获差值Nx，及定时器B相 邻两次捕获差值Ns，则 尸 <formula>formula see original document page 11</formula>
式中，Fs为填充脉冲频率，Ns为填充脉冲差值，Nx为流量信号脉冲差值。 图23中，当发触发捕获脉冲以后，设置一段延时(延时时间根据流量的下限来决
定)，由于采用的多周期等精度测量，发触发捕获脉冲以后，只有等到下一个流量信号脉冲
到来时，才能捕获到脉冲值，所以设定延时后，确保计算脉冲时已经捕获到了数据，保证脉
冲计算的可靠性。 图25为本发明系统的频率估算流程图。对信号进行采样，计算频率值，根据此频 率值选择带通滤波器。本发明系统采用少点数实数FFT估计涡街/旋进旋涡信号的频率。 首先对采样得到的信号判断其大小，如果采样所得序列幅值太小，则对其进行放大，以提高 FFT运算精度；接着，对序列进行零均值处理，消除直流分量；然后，对序列进行FFT运算，计
算出频率。 为了克服单片机的运算速度不够快和内存资源有限的问题，采取了以下的技术措 施，在单片机上实时实现了实数FFT运算，并保证了算法的精度(l)采用汇编语言编制实 数FFT程序，对采样所得的序列进行奇偶分列，将奇、偶序列分别放入FFT计算的实部和虚 部数组中，然后进行普通FFT计算，计算完成后，再将所得结果转换成实际点数的FFT的结 果，通过此方法可节省一半的内存空间，提高了运算速度；(2)数据统一使用Q13定点数表 示，即用16位来表示1个数据，最高位(左边的第一位)是符号位，剩下的15位表示数据的 大小，其中，高2位(左边的第二位和第三位)用来表示数据中的整数部分，在计算中作为 保护位，最低13位(右边的13位)表示数据中的小数部分，采样来的数据先放在低12位， 然后，左移l位，这样可以减少内存占用量；(3)采用定点数计算，即在乘法和加法计算过 程中使用的数据其小数点都是固定的，以提高计算速度；(4)在FFT运算过程中，每经过一级碟形因子的计算，其结果最大可能会扩大3倍，随着计算级数的增加，用Q13格式表示的 数据肯定会发生溢出，所以，在计算过程中必须对数据进行移位(右移)，以防止数据的溢 出，但是，在实际计算中，并非每级计算的结果都会溢出，若此时对结果进行移位，就会降低 FFT计算结果的精度，因为移位使数据变小，即减少了小数部分的有效位，为此，先判断这一 级计算结果是否大于1，当大于1时，才移位，小于1就不移位。由FFT运算结果计算出信 号的功率谱，按照能量占优原则，根据最大功率谱峰值，估计出涡街流量信号的频率；最后， 利用重心校正法进行频谱校正，提高涡街/旋进旋涡流量信号频率测量的精度。根据涡街 /旋进旋涡流量信号的频率，由单片机控制多路选择电路，选择对应于当前涡街/旋进旋涡 流量信号频率的带通滤波器，将此带通滤波器与后面的整形电路相连。
图26是本发明系统的带通滤波器选择流程图。设计的8个带通滤波器的通频带覆 盖了涡街/旋进旋涡流量信号的整个频率范围。为了保证无缝切换，相邻滤波器的通带之 间有重叠部分；同时，当涡街/旋进旋涡信号频率处于相邻通带边缘时，容易引起带通滤波 器的频繁切换，为避免频繁地变换带通滤波器，带通滤波器选择的处理方法如图26所示， 当频率超出上次选择的带通滤波器的频率范围时，就找出覆盖该频率的所有带通滤波器， 然后选出最合适的滤波器；如果没有超过当前带通滤波器频带范围，则不进行切换。具体 选择过程为当频率没有超过当前滤波器通带的上下限时，就仍然选择当前的滤波器；当 频率正好落在两个滤波器通带的交叉带中时，将依据这两个滤波器通带的交叉点来进行选 择，即把这两个滤波器幅频特性的相交点作为一个分界线当频率低于交叉点时，就选择低 通带的滤波器，高于交叉点就选择高通带的滤波器。 图27是流量计算流程图。流量计算模块是将脉冲频率计算的结果，经过处理后， 计算出瞬时流量和累积流量。根据频率计算结果，首先判断是不是系统上电以后的第一次 流量计算， 一般第一次流量计算值不太准确，所以，如果是第一次计算，就设置计算出来的 频率为O，并将该频率存入队列；若不是，接着判断脉冲频率是不是小于设置的截止频率， 若是，就设置频率为O，将该频率存入队列；接着判断计算出来的频率是否在当前滤波通带 的范围之内，如果在，将该频率存入队列，如果不在，就将整个存放频率的队列清零，保存刚 才连续两次计算出来的频率结果；接着判断计算出来的频率是否连续两次超出设定的频率 波动范围，若是，就将整个存放频率的队列清零，保存刚才连续两次计算出来的频率结果； 接着对保存在队列中的频率进行排序，找出非零频率的个数，接着判断非零频率的个数是 不是超过5，若是，就直接平均队列中的非零频率，计算出涡街/旋进旋涡流量信号的频率； 若不是，就找出队列中非零频率中的最大值，次大值，最小值，次小值，然后将非零频率中的 这4个值去除，将余下的非零频率进行平均，计算得出涡街流量信号的频率；接着选择仪表 系数，计算瞬时流量；接着判断温度压力补偿时间是否到，若到了，则对计算出的瞬时流量 进行温度和压力补偿，然后计算累计流量，若没有到，直接计算累计流量。考虑到温度、压力 随时间的变化比较缓慢，所以本发明系统并不是每次循环都进行温度和压力补偿，而是定 时进行温度和压力补偿，进一步降低系统功耗。 图28是按键扫描流程图。本发明系统中，单片机长时间处于休眠状态，所以使用 具有中断功能的10 口作为按键端口，保证单片机即使在休眠状态下，也能响应按键操作。 通过定时器记录按键按下的时间来判断按键是属于长按还是短按操作。具体过程为当按 键按下时，发出上升沿，记录此时定时器B的值，当按键松开时，发出下降沿，再记录此时定时器B的值，然后计算这两次差值，得出按键按下的时间，判断是长按还是短按操作，然后 执行相应的长按或短按的子程序。
权利要求
一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计包括压电传感器、单运放差动电荷放大器、电压放大器、低通滤波器、电压跟随器、带通滤波器组、带通选择开关电路、整形电路、单片机、人机接口电路、两级电压转换电路、可控恒流源、温度传感器、压力传感器、差分放大器和16位模数转换器；其特征在于从压电传感器输出的微弱电荷信号，首先经过电荷放大器将其转变为电压信号，在经过一级无源低通滤波后，又经过一级限幅电压放大器；放大后的信号经过低通滤波器，滤除信号中的高频干扰，然后由电压跟随器输出2路信号；第1路信号经过分压、跟随电路后，被单片机自带的模数转换器(ADC)采样和转换，变成数字量；单片机对信号进行少点数的快速傅里叶变换(FFT)，做周期图谱分析，得到信号的频率值，来选择带通滤波器组的通道，使能相应通道的运算放大器；第2路信号送至带通滤波器组，进行滤波；由单片机的频谱分析结果来决定输出某路滤波后的信号；把经过带通滤波器组的输出信号送至由比较器组成的整形电路进行整形，整形后的信号送至单片机的定时器输入端，采用捕获方式，利用多周期等精度方法进行频率计数；根据计数结果，单片机将流量信息显示在液晶显示器(LCD)上。
2. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于系 统的电源设计为两级转换，在第一级转换过程中，依据降压型直流-直流变换器(DC/DC)与 低压线性稳压器(LD0)在不同情况下转换效率各有优劣，设计逻辑判断选择电路；当电源 电压高于3. 3V或者单片机完全运行时，降压型DC/DC的转换效率要高于LD0，选用降压型 DC/DC进行转换；反之，则选用LD0进行转换；在第二级转换过程中，利用LDO降低模拟部分 的供电电压，节省功耗。
3. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于使 用MSP430F5418单片机的LPM3低功耗模式，通过设置单片机周期性地进入休眠模式，每次 休眠3秒，从而降低系统功耗；因为计算FFT时单片机功耗最大，考虑到FFT计算只是对流 量信号的频率估算，并不需要一直计算，因此不是每次循环都进行FFT计算，而是30s计算 一次；具体过程是，系统上电初始化以后，立即进行第一次FFT计算，选择相应的带通滤波 器，然后设置单片机进入低功耗模式，定时3秒以后，单片机退出低功耗模式，重新回到正 常工作模式，继续执行以下程序，一次循环结束以后，通过判断是否休眠了 io次，如果休眠 次数没有达到IO次，那么单片机不进行FFT计算，直接进入低功耗模式，如果休眠达到了 10 次，设置标志，单片机进行FFT计算，重新选择带通滤波器。
4. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于考 虑到温度、压力随时间的变化比较缓慢，并不是每次循环都进行温度和压力补偿，而是定时 进行温度和压力补偿，即系统的温度和压力补偿模块，采用间歇采样模式，在采样的间隙， 利用单刀双掷开关(SPDT)从电压上位端切断恒流源供给，从而降低系统功耗。
5. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于一 组硬件带通滤波器的通带覆盖了涡街/旋进旋涡信号的频带，根据频谱分析结果来选择具 体的带通滤波器，进行最佳滤波；未选通的带通滤波器中的运算放大器处于未使能状态，降 低系统的功耗；由1个高通滤波器和1个低通滤波器来实现1个带通滤波器，其通带部分的 幅频特性比较平坦，截止区域衰减得更快；为了保证无缝切换和避免带通滤波器的频繁切 换，相邻滤波器通带之间有重叠部分；当频率没有超过当前滤波器通带的上下限时，就仍然 选择当前的滤波器；当频率正好落在两个滤波器通带的交叉带中时，将依据这两个滤波器通带的交叉点来进行选择，当频率低于交叉点时，就选择低通带的滤波器，高于交叉点就选 择高通带的滤波器。
6. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于为了克服单片机的运算速度不够快和内存资源有限的问题，采用汇编语言编制实数FFT程 序，对采样所得的序列进行奇偶分列，将奇、偶序列分别放入FFT计算的实部和虚部数组 中，然后进行普通FFT计算，计算完成后，再将所得结果转换成实际点数的FFT的结果；数据 统一使用Q13定点数表示，即用16位来表示1个数据，最高位是符号位，剩下的15位表示数 据的大小，其中，高2位用来表示数据中的整数部分，在计算中作为保护位，最低13位表示 数据中的小数部分，采样来的数据先放在低12位，然后，左移1位，以减少内存占用量；采用 定点数计算，在乘法和加法计算过程中使用的数据其小数点都是固定的，以提高计算速度； 在FFT运算过程中，每经过一级碟形因子的计算，其结果最大可能会扩大3倍，随着计算级 数的增加，用Q13格式表示的数据肯定会发生溢出，所以，在计算过程中必须对数据进行右 移，以防止数据的溢出，但是，在实际计算中，并非每级计算的结果都会溢出，若此时对结果 进行移位，就会降低FFT计算结果的精度，为此，先判断这一级计算结果是否大于1，当大于 1时，才移位，小于1就不移位。
7. 如权利要求1所述的一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，其特征在于流 量计算模块根据脉冲频率计算的结果，首先判断是不是系统上电以后的第一次流量计算， 一般第一次流量计算值不太准确，所以，如果是第一次计算，就设置计算出来的频率为0，并将该频率存入队列；若不是，接着判断脉冲频率是不是小于设置的截止频率，若是，就设置 频率为O，将该频率存入队列；接着判断计算出来的频率是否在当前滤波通带的范围之内， 如果在，将该频率存入队列，如果不在，就将整个存放频率的队列清零，保存刚才连续两次 计算出来的频率结果；接着判断计算出来的频率是否连续两次超出设定的频率波动范围， 若是，就将整个存放频率的队列清零，保存刚才连续两次计算出来的频率结果；接着对保存 在队列中的频率进行排序，找出非零频率的个数，接着判断非零频率的个数是不是超过5， 若是，就直接平均队列中的非零频率，计算出涡街/旋进旋涡流量信号的频率；若不是，就 找出队列中非零频率中的最大值，次大值，最小值，次小值，然后将非零频率中的这4个值 去除，将余下的非零频率进行平均，计算得出涡街流量信号的频率；接着选择仪表系数，计 算瞬时流量；接着判断温度压力补偿时间是否到，若到了，则对计算出的瞬时流量进行温度 和压力补偿，然后计算累计流量，若没有到，直接计算累计流量。
全文摘要
一种电池供电的数字涡街/旋进旋涡流量计，包括压电传感器、单运放差动电荷放大器、电压放大器、低通滤波器、电压跟随器、带通滤波器组、带通选择开关电路、整形电路、单片机、人机接口电路、两级电压转换电路、可控恒流源、温度传感器、压力传感器、差分放大器和16位模数转换器。系统的电源设计为两级转换。采用低功耗单片机进行少点数快速傅立叶变换，实现周期图谱分析，确定涡街/旋进旋涡信号的频率值；设计一组硬件带通滤波器，根据频谱分析结果来选择具体的带通滤波器，进行最佳滤波；未选通的带通滤波器中的运算放大器处于未使能状态。温度和压力补偿，设置为间歇采样模式。在采样的间隙，利用单刀双掷开关切断恒流源的上位端电压供给。
文档编号G01F1/32GK101782407SQ20101011221
公开日2010年7月21日 申请日期2010年2月11日 优先权日2010年2月11日
发明者徐科军, 方敏, 王沁 申请人:合肥工业大学