专利名称：电流测量电路及其测量方法
技术领域：
本发明涉及电流测量电路，特别涉及能在广阔动态范围中测量电流的电流测量电路。
背景技术：
在许多装置中都需要使用到电流测量电路。图1是显示公开于美国专利公开号 2008/0303507的传统电流测量电路100，其可被应用于如主动矩阵显示器的薄膜应用中。 电流测量电路100包括电荷积分电路2、比较器电路4以及逻辑电路6。电荷积分电路2对 来自待测的电流10的电荷进行积分，并根据积分的结果提供电压上的改变至比较器电路 4。比较器电路4会对输入电压12以及临界电压(threshold voltage)电平进行比较，并 根据比较结果而提供比较输出14至逻辑电路6。逻辑电路6会根据比较输出14而产生反 馈信号16，并提供反馈信号16至电荷积分电路2。然后，电荷积分电路2对来自所接收的 反馈信号16的电荷进行积分，其相对于来自电流10的积分电荷。在图1中，对电流10进行积分所需的积分时间与待测的电流10的电流量有关。举 例来说，当测量小电流时，所需的积分时间较长，而反之亦然。一个相对长的设定周期是需 要的，其被使用来将比较器电路4的输入电压12准确地设定于临界值。再者，在图1中，反馈电容C耦接于比较器电路4的输入端以及逻辑电路6的输出 端之间。在一测量周期的期间，由逻辑电路6应用于反馈电容C的电压为步进式(step)/ 阶梯式，其将在比较器电路4的输入端产生步升(step-up)电压。理想地，在比较器电路4 的输入端上的电压应该为固定值，使得待测的电流10能独立于电流源60的阻抗，因而可避 免在薄膜装置中由偏压电压快速变化而产生的暂态电流。因此，需要一种电流测量电路，可减少初始积分周期(设定周期)的期间、降低大 电流与小电流在测量时间的差异，并减小在比较器电路的输入端的步升(step-up)电压。
发明内容
根据本发明提供一种电流测量电路，用以测量一电流。上述电流测量电路包括一 电流积分单元，包括一电容阵列，用以在上述电容阵列对上述电流进行积分，以得到一输入 电压；一比较器，耦接于上述电流积分单元，用以对上述输入电压与一特定电压进行比较， 以产生一比较输出；以及一控制单元，耦接于上述电流积分单元以及上述比较器，用以根据 上述比较输出产生一控制信号以应用于上述电流积分单元的上述电容阵列，其中上述电流 的电流量根据上述控制信号以及上述电容阵列的电容值而得到。再者，根据本发明提供一种测量方法，用以测量一电流。上述测量方法包括在一 电流积分单元的一电容阵列对上述电流进行积分，以得到一输入电压；通过一比较器，对上 述输入电压与一特定电压进行比较，以产生一比较输出；根据上述比较输出，通过一控制单 元产生一控制信号，以应用于上述电流积分单元的上述电容阵列；以及，根据上述控制信号 以及上述电容阵列的电容值，通过上述控制单元得到上述电流的电流量。
图1是显示传统电流测量电路；图2是显示根据本发明一实施例所述的用以测量电流的电流测量电路；图3是显示图2中电流测量电路的信号波形图的范例；图4是显示图2中由控制单元所接收的信号的切换以及应用于电容的控制信号的 码的波形图的另一范例；图5是显示图2中由控制单元所接收的信号的切换以及控制信号的码的波形图的 另一范例；以及图6是显示图2中由控制单元所接收的信号的切换以及控制信号的码的波形图的
另一范例。主要元件符号说明2 电荷积分电路；6 逻辑电路；12 输入电压；16 反馈信号；100、200 电流测量电路；221-225 反相器；240 控制单元；252、254、256、258 缓冲器；B W]、B [1]、B [2]、B [3] 位信号；B [3 0] 控制信号；C、C1-C6 电容；I 电流；Nin 输入节点；Si、S2、S3、S4 信号； Skeset 重置信号；SW1、SW2、SW3 偏移量校正开关；以及Vin 信号。
具体实施例方式为让本发明的上述和其他目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出实施例， 并配合附图，作详细说明如下实施例图2是显示根据本发明一实施例所述的电流测量电路200，用以测量电流I。待测 的电流I由电流源210所提供。在此实施例中，电流源210为光电二极管(photo diode)。电 流测量电路200包括比较器220、具有磁滞(hysteresis)的斯密特(Schmitt)反相器230、 控制单元240以及电流积分单元250。比较器220包括以串联方式连接的三个反相器221、 222与223、耦接于反相器221与222之间的电容C5，以及耦接于反相器222与223之间的 电容C6。此外，比较器220还包括三个偏移量校正开关SW1、SW2与SW3，其中每一开关以并 联方式连接于所对应的反相器。例如，开关SWl并联于反相器221，其中开关SWl包括以串 联方式连接的两晶体管。在一实施例中，为了降低电流测量电路200的尺寸，比较器220可
4 比较器电路； 10 电流； 14 比较输出； 60,210 电流源； 220 比较器; 230 斯密特反相器； 250 电流积分单元；只包括具有一偏移量校正开关的单一反相器。再者，比较器220还包括以串联方式连接的 两反相器224与225。反相器224会根据重置信号Skeset产生信号Sl来切换开关SW1、SW2 与SW3，而反相器225会根据信号Sl来产生信号S2。在重置状态的最后阶段，当开关SW1、 SW2与SW3被信号Sl关闭时，电荷会注入反相器221、222与223的每一输入端。此时，由信 号S2所控制的晶体管能对电荷注入提供补偿。斯密特反相器230耦接于比较器220以及 控制单元240之间，并根据比较器220的输出信号S3产生信号S4至控制单元240。在电流 测量电路200中，斯密特反相器230用来避免信号S4在重置状态的期间会有不确定/未知 的状态发生。电流积分单元250包括电容阵列，其包括多个电容Cl、C2、C3与C4。每一电容 的一端耦接于比较器220的输入节点Nin，而另一端由来自控制单元240的控制信号B [3 0] 所驱动。控制信号B[3:0]为多位的二进位信号，其由四个位信号B[3]、B[2]、B[1]与劇 所组成，其中位信号B
为最低有效位(least significant bit, LSB)而位信号B[3]为 最高有效位(Most significant bit，MSB)。再者，电流积分单元250还包括四个缓冲器 252、254、256与258。每一缓冲器由串联方式连接的两个反相器所形成，并耦接于对应的电 容。在位信号被应用在对应的电容之前，缓冲器会先对位信号进行缓冲。在此实施例中，电 容Cl、C2、C3与C4的电容值为二进制加权(binary weighted)，例如Cl C2 C3 C4 =1:2:4:8。图3是显示图2中电流测量电路200的信号波形图的范例。在图3中，控制信号 B[3:0]以10进位的格式进行表示。信号Vin表示比较器220的输入节点Nin上的电压。在测 量程序开始时，通过在重置状态的期间将信号Skeset设定为低电平，可对电流测量电路200 进行重置。在重置状态的期间，分别连接于反相器221、222与223的输入端以及输出端之 间的开关SW1、SW2与SW3会被导通。于是，反相器221、222与223的输入电压以及输出电 压会分别相同于反相器221、222与223的临界电压。在此实施例中，为了简化说明，反相器 221,222与223的临界电压具有相同值。同样地，在重置状态的期间，信号Vin的电压亦被 设定为相等于比较器220的反相器221的临界电压。再者，在重置状态的期间，应用于电容 C1、C2、C3与C4的控制信号B[3:0]会被设定成初始值。初始值根据电流I的极性所选择。 在图3中，假设是负电流要被测量，其意谓电容C1、C2、C3与C4必须在输入节点Nin提供正 电荷流，所以控制信号B[3:0]最初必须为低电压。当信号Skeset上升至高电平，电流测量电路200会进入测量状态，用以根据输入节 点Nin上的等效电容值对电流I进行积分，其中等效电容值根据电容Cl、C2、C3与C4的电容 值而得到。于是，信号Vin的电压开始下降，且当信号Vin下降并低于比较器220的临界电压 时，斯密特反相器230的信号S4会变成低电平。接着，控制单元240会检测到信号S4为低 状态，并对应着改变/增加控制信号B [3:0]，使得输入节点Nin会有正电压步升的产生。接 着，比较器220的输入端的电压Vin会上升并超过比较器220的临界电压，而导致信号S4又 回到高电平。在增加控制信号B[3:0]之后，电流会持续在输入节点Nin被积分，而信号Vin 的电压会因而下降。假如信号Vin的电压又低于比较器220的临界电压，则信号S4最后又 将会变为低电平，然后控制单元240会以一个最低有效位的方式来增加控制信号B[3:0]。 如图3所显示，在每个积分周期的开始阶段，控制单元240以增加一个最低有效位的方式来 增加控制信号B [3:0]。举例来说，在积分周期TPl的开始阶段，控制单元240会将控制信号 B [3:0]设定为“1”，然后在积分周期TP2的开始阶段，控制单元240会将控制信号B [3:0]设定为“2”。在测量状态的期间，检测信号S4的切换以及应用于电容C1、C2、C3与C4的信号 Vin的步升电压电平的程序会一直持续，直到任一测量状态被完成，例如到达特定测量时间 或是控制信号B[3:0]到达最大值的情况。为了补偿在输入节点Nin所积分的电荷，改变应 用于电容C1、C2、C3与C4的电压的程序会持续在测量状态中被重复执行。在测量状态的最 后阶段，测量结果会指示电量I的电流量，其由控制单元240根据应用于电容Cl、C2、C3与 C4的电压所改变的电平以及信号S4切换的时间周期所产生。在图3中，控制信号B[3:0] 的内容值以及积分周期TPl与TP2的时间间隔仅是个例子，然其并非用以限定本发明。具体而言，控制单元240可根据控制信号B[3:0]的码、电容Cl、C2、C3与C4的电 容值以及信号S4切换的时间周期来计算出电流I的电流量大小。图4是显示图2中信号 S4的切换以及应用于电容Cl、C2、C3与C4的控制信号B[3:0]的码的波形图的另一范例。 同时参考图2以及图4，首先，在重置周期Tpkeset的期间，控制信号B[3:0]的码会被设为F0， 而开关SW1、SW2与SW3为导通。于是，信号Vin的电压会被设定为接近比较器220的临界电 压。接着，在积分周期TPl的开始阶段，控制信号B[3:0]的码会变为新值F1。所选用的值 Fl必须确保在重置周期TPkeset之后，信号S4会上升至高电平。当信号Vin由高至低的转变 而使得信号Vin的电压具有相等于比较器220的临界电压的值时，信号S4会切换为低电平。 因此，在这些切换程序之间，例如在时间点tl以及时间点t2之间，电流I的积分必须等于 通过改变控制信号B[3:0]而注入至输入节点Nin或是从输入节点Nin所流出的电荷。假如由电容C1、C2、C3与C4所组成的电容阵列中二进制加权的最小电容值为C，则 当控制信号B[3:0]的码从Fl改变成F2时，注入输入节点Nin的电荷量将为(F2-F1) XCXV, 其中V表示控制信号B[3:0]的逻辑电压的大小，而(F2-F1)XC表示应用于电容的电压改 变时的等效电容。因此，可得到在从时间点tl至时间点t5的积分周期的期间所积分的平 均电流I为I = (F5-F1) XCXV/(t5_tl)。值得注意的是，积分周期TPl并未被用来计算电流I，原因如下。当信号S4在时间 点tl、t2、t3被切换成低电平时，信号Vin的电压会具有相等于比较器220的临界电压的特 定值。在时间点t0，信号Vin的电压会低于比较器220的临界电压，但是信号Vin的实际值 仍为未知。因此，使用积分周期TPl来计算电流I将导致计算结果会有错误存在。具体地， 积分周期TPl表示电流测量电路200的设定周期。图2中比较器220的临界电压根据发生在重置周期TPkeset的最后阶段的电荷注入 效应而决定，其不容易预测。因此，必须通过一程序来决定Fl的值，在此程序中，控制信号 B[3:0]的码会逐渐步升，直到信号S4切换为高电平，如图5所显示。图5是显示图2中信 号S4的切换以及控制信号B[3:0]的码的波形图的另一范例。同时参考图2以及图5，在 重置周期TPkeset的最后阶段，信号S4在低电平状态。控制信号B[3:0]的码会增加，而后控 制单元240会对信号S4进行监测。当信号S4为高电平状态时，测量开始。但是，假如信号 S4仍然在低电平状态，则控制信号B [3:0]的码会再增加一次。增加控制信号B [3:0]的码 以及监测信号S4的程序会一直被重复，直到信号S4上升至高电平(例如在时间点t6)。积 分周期TPl表示电流测量电路200的设定周期。图6是显示图2中信号S4的切换以及控制信号B[3:0]的码的波形图的另一范例。 在重置周期TPkeset的最后阶段，当控制信号B[3:0]的码尚未改变时，信号S4已上升至高电平。因此，控制信号B[3:0]的码需先减少，直到信号S4被切换为低电平，然后再增加控制 信号B[3:0]的码，以便设定信号S4至高电平。 参考回图2，控制信号B[3:0]在重置之后的第一码(例如图3-图6的Fl)可以周 期性地被决定，而不是在每一测量期间被决定。此外，在考虑到从切换控制信号B[3:0]的 码至信号S4改变之间的时间延迟的情况下，控制单元240可通过在改变控制信号B[3:0] 及后续监测信号S4之间插入一适当的延迟。当电流I的电流量很小时，控制单元240会在 一积分周期的期间以一个最低有效位的方式来增加或减少控制信号B[3:0]。然而，当电流 I为大电流时，控制单元240会以大的增加量来增加或减少控制信号B [3 0]。因此，为了测 量大电流，对应于控制信号B[3:0]的码的每次转变的电荷必须增加。对控制信号B[3:0] 而言，当测量大电流时，在设定周期的期间亦需要较大的码变化。 假如电容Cl、C2、C3与C4没有同时进行切换，则信号Vin可能会有电压突出 (voltage spike)的产生。电压突出的极性与应用于电容C1、C2、C3与C4的控制信号[3:0] 中个别位的切换时间点有关。电压突出的极性可决定信号S4是否过早被切换。例如，相较 于下降沿(falling edge)，通过延迟应用于电容Cl、C2、C3与C4的信号的上升沿(rising edge)，电压突出可具有负极性，以便避免信号S4会过早被切换。值得注意的是，先前所描述的电流测量电路200的操作适用于负电流的测量。电 流测量电路200的操作根据电流I的极性或正负值。举例来说，可使用电流测量电路200 来测量正电流，但是应用于电容C1、C2、C3与C4的控制信号以及信号S4必须具有反相的逻 辑。此外，在一测量状态的期间，由控制单元240应用于电容C1、C2、C3与C4的电压上的改 变会被配置以补偿与电流I有关的电荷，其中上述电荷通过输入节点Nin上电容值所积分， 使得信号Vin的电压能维持在接近比较器220的临界电压的电压电平。根据本发明的实施例，电流测量电路能校正比较器的临界电压的变化，以便能将 初始积分周期(即设定周期)的持续期间最小化。再者，通过使用具有较低电容值的多个 反馈电容，可减少在电流测量电路的输入端上电压步进的大小，因此能较佳地接近输入电 压为固定值的情况。虽然本发明已以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人 员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当 视所附权利要求书所界定者为准。
权利要求
一种电流测量电路，用以测量一电流，包括一电流积分单元，包括一电容阵列，用以在上述电容阵列对上述电流进行积分，以得到一输入电压；一比较器，耦接于上述电流积分单元，用以对上述输入电压与一特定电压进行比较，以产生一比较输出；以及一控制单元，耦接于上述电流积分单元以及上述比较器，用以根据上述比较输出产生一控制信号以应用于上述电流积分单元的上述电容阵列，其中上述电流的电流量根据上述控制信号以及上述电容阵列的电容值而得到。
2.如权利要求1所述的电流测量电路，其中上述控制单元改变上述控制信号，以便将 上述输入电压维持于接近上述特定电压的一电压电平。
3.如权利要求1所述的电流测量电路，还包括一斯密特反相器，具有一磁滞，其中上述斯密特反相器耦接于上述比较器以及上述控 制单元之间。
4.如权利要求1所述的电流测量电路，其中上述电容阵列包括多个电容，其中每一上述电容具有一第一端以及一第二端，其中上述第一端耦接于上 述比较器，并用以接收上述电流，而上述第二端用以接收上述控制信号，其中上述控制信号包括多个位信号，以及每一上述位信号用以应用于对应的上述电容 的上述第二端，其中上述电容的电容值为二进制加权，以及上述输入电压根据上述电容的电容值以及 上述位信号而得到。
5.如权利要求4所述的电流测量电路，其中上述电流积分单元还包括多个缓冲器，用 以在上述位信号被应用于上述电容之前，先对上述位信号进行缓冲。
6.如权利要求1所述的电流测量电路，其中上述比较器包括 一反相器，耦接于上述电流积分单元以及上述控制单元之间；以及一开关，与上述反相器并联，用以在一重置状态的期间当上述开关被导通时，对上述反 相器的偏移量进行校正，其中上述特定电压为上述反相器的一临界电压。
7.如权利要求6所述的电流测量电路，其中在上述重置状态的期间，上述反相器的一 输入电压与一输出电压相同于上述反相器的上述临界电压。
8.一种测量方法，用以测量一电流，包括在一电流积分单元的一电容阵列对上述电流进行积分，以得到一输入电压； 通过一比较器，对上述输入电压与一特定电压进行比较，以产生一比较输出； 根据上述比较输出，通过一控制单元产生一控制信号，以应用于上述电流积分单元的 上述电容阵列；以及根据上述控制信号以及上述电容阵列的电容值，通过上述控制单元得到上述电流的电流量。
9.如权利要求8所述的测量方法，其中上述控制单元改变上述控制信号，以便将上述 输入电压维持于接近上述特定电压的一电压电平。
10.如权利要求8所述的测量方法，其中上述电容阵列包括多个电容，其中每一上述电容具有一第一端以及一第二端，其中上述第一端耦接于上 述比较器，并用以接收上述电流，而上述第二端用以接收上述控制信号，其中上述控制信号包括多个位信号，以及每一上述位信号用以应用于对应的上述电容 的上述第二端，其中上述电容的电容值为二进制加权，以及上述输入电压根据上述电容的电容值以及 上述位信号而得到。
11.如权利要求10所述的测量方法，其中上述电流积分单元还包括多个缓冲器，用以 在上述位信号被应用于上述电容之前，先对上述位信号进行缓冲。
12.如权利要求8所述的测量方法，其中上述比较器包括一反相器，耦接于上述电流积分单元以及上述控制单元之间；以及一开关，与上述反相器并联，用以在一重置状态的期间当上述开关被导通时，对上述反 相器的偏移量进行校正，其中上述特定电压为上述反相器的一临界电压。
13.如权利要求12所述的测量方法，其中在上述重置状态期间，上述反相器的一输入 电压与一输出电压相同于上述反相器的上述临界电压。
全文摘要
电流测量电路及其测量方法。该电流测量电路，用以测量一电流。上述电流测量电路包括具有一电容阵列的一电流积分单元、耦接于上述电流积分单元的一比较器以及耦接于上述电流积分单元以及上述比较器的一控制单元。上述电流积分单元在上述电容阵列对上述电流进行积分，以得到一输入电压。上述比较器对上述输入电压与一特定电压进行比较，以产生一比较输出。上述控制单元根据上述比较输出产生一控制信号以应用于上述电流积分单元的上述电容阵列。上述电流的电流量根据上述控制信号以及上述电容阵列的电容值而得到。
文档编号G01R19/00GK101930022SQ201010198568
公开日2010年12月29日 申请日期2010年6月4日 优先权日2009年6月5日
发明者尼可拉·巴拉曼提, 马丁·J·爱德华兹 申请人:奇美电子股份有限公司;群康科技(深圳)有限公司