一种转换器电流检测电路及其控制方法与流程

本发明涉及DC-DC转换器，尤其涉及一种使用开关电流取样信号来估测电感电流平均值的数字控制电路及其控制方法。

背景技术：

切换式直流至直流转换器若使用平均电流控制或多组并联分流控制时，通常需要感测电感电流，电流感测信号可使用霍尔组件或使用如图1所示的电流感测串联电阻再配合放大及低通滤波器电路获得，然而霍尔组件有带宽限制问题，电流感测电阻须通过大电流则有功率损失问题。虽然使用如图2所示的电流互感器(CT)没有带宽限制以及感测电组需通过大电流等问题，然而电流互感器有磁饱合问题，只能用以感测脉波形式的开关电流。采用数字控制并与切换频率同步的取样方法，可以在转换器开关导通时间的中间点取样获致电感电流的平均值，然而此方式的限制在于仅限于连续导通模式下精确，在不连续导通模式下由于电感电流平均值偏离其开关导通时间中间点取样的电流值，因此在轻载时误差较大。

技术实现要素：

本发明是要解决现有技术的上述问题，提出一种基于平均电流估测方法的可适用于连续导通模式和不连续导通模式的数字控制DC-DC转换器及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是设计一种转换器电流检测电路，具有控制转换器中转换开关的PWM控制器，所述PWM控制器受到控制电压和三角波的控制形成PWM控制信号，转换器电流检测电路还具有串接在转换器主电路中的电流互感器、串接在电流互感器次级线圈中的二极管和检测电阻，还包括：模数转换器，连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号；输入电压反馈模块，连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值；输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值；低通滤波器，连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压用低通的方式形成控制反馈电压；运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号乘以电流互感器变比乘以数字输入电压值乘以控制反馈电压除以检测电阻除以数字输出电压值除以所述三角波的振幅，得出估测电流；电压控制器，用数字信号与电压命令的误差经过调整得到电流命令，其中电压命令为预先设定的电压参考值，数字信号由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；电流控制器，用所述估测电流与电流命令的误差经过调整得到所述控制电压，控制电压再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。

上述转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。

本发明还提出了一种转换器电流检测电路控制方法，用PWM控制器控制转换器中转换开关，用控制电压v_con和三角波V_t控制所述PWM控制器形成PWM控制信号，在转换器主电路中的串接电流互感器CT，在电流互感器次级线圈中串接二极管和检测电阻Rs，还包括：用模数转换器连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号；用输入电压反馈模块连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值V_i；用输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值V_o；用低通滤波器连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压v_con用低通的方式形成控制反馈电压v_conf；用运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号V_csh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值V_i乘以控制反馈电压v_conf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值V_o除以所述三角波的振幅V_tm，得出估测电流I_Lfb；用电压控制器接收数字信号V_ofb和电压命令V_oc，用两者的误差经过调整得到电流命令I_Lc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号V_ofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；用电流控制器接收所述估测电流I_Lfb与电流命令I_Lc，用两者的误差经过调整得到所述控制电压v_con，控制电压v_con再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。

本发明针对数字控制直流至直流转换器提出一平均电流估测方法，可以克服不连续导通模式电流取样问题，不论操作于何种工作模式均能获得精确的平均电流，此外当用于平均电流控制时，亦能维持原平均电流控制的工作。

附图说明

图1现有DC-DC转换器使用串联电阻感测电流的电路；

图2现有DC-DC转换器使用电流互感器感测电流的电路；

图3各电压电流的波形对照图；

图4本发明应用在降压式转换器中估测平均电流的电路框图；

图5本发明应用在升压式转换器中估测平均电流的电路框图；

图6本发明应用在升降压式转换器中估测平均电流的电路框图；

图7本发明应用在降压式转换器中的电路框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

切换式直流至直流转换器通常需感测电感电流以作为平均电流控制、分流控制或输出电流监控等目的，本发明针对数字控制转换器提出一种使用开关电流取样信号来估测电感电流平均值的方法，可以使用电流互感器以降低成本，同时解决不连续电流模式取样值偏离平均值的问题。

本发明针对数字控制DC-DC转换器提出一种平均电流估测方法，以图2所示的降压式转换器为例，为了降低成本、降低电流感测损耗同时保有感测信号的高带宽，电流感测电路采电流互感器CT，其感测比例为1/N，电流互感器二次侧再藉由二极管整流及一电阻R_s将感测电流信号转换成电压信号V_cs，最后再藉由A/D转换器得到一数字信号V_csh。

为了藉由数字采样信号V_csh获得平均电感电流，本发明数字控制DC-DC转换器的PWM方式如图3所示，所述PWM控制器受到控制电压v_con和三角波V_t的控制形成PWM控制信号，PWM控制信号控制转换器中转换开关Q的切换，三角波周期T_S即为切换频率。控制电压v_con和三角波V_t比较，三角波V_t包括上升沿和下降沿，而电流信号取样时间为三角波信号上升沿的起点，在此点可以确保为在转换开关导通时间的中间点，在连续导通模式(continuous conduction mode,CCM)下此点取样得到的实际电流值I_LS等于电感电流的平均值I_L,avg，I_LS与V_csh的关系为：

V_csh＝R_sI_Ls/N (1)

然而如图3所示在不连续导通模式(discontinuous conduction mode,DCM)下，I_LS则高于电感电流的平均值I_L,avg。为了在不连续导通模式下获得精确的平均电流值，必须知道电感电流由开关截止后下降至零的时间Δ，才能利用一周期三角形电感电流的面积求得平均值，如下：

I_L,avg＝I_LS(t_on+Δ)/T_S (2)

根据伏秒平衡(voltage-second balance)原理，时间Δ可利用稳态下电感电压一切换周期平均值为零的方式求得，以降压式转换器而言如图3所示，利用面积A＝面积B，可得：

(V_i-V_O)t_on+(-V_O)Δ＝0 (3)

公式中V_i和V_O是输入电压值和输出电压值。由(3)可求出时间Δ：

Δ＝(V_i-V_O)t_on/V_O (4)

又切换开关Q导通时间为：

t_on＝v_con/V_tm (5)

公式中v_con是控制电压，V_tm是三角波的振幅。将(4)及(5)代入(2)可得：

I_L,avg＝I_LS(t_on/T_s)(V_i/V_O)＝I_LS(v_con/V_tm)(V_i/V_O) (6)

公式中T_s是三角波的周期。公式(6)指出在不连续导通模式下可利用PWM的控制电压及输入与输出电压获得正确的电感电流平均值。其次，检视(6)可发现其不仅适用于不连续导通模式，同时也适用于连续导通模式，因为对于降压式转换器而言：

v_con/V_tm＝D＝V_O/V_i (7)

将(7)带入(6)同样可得I_L,avg＝I_Ls，因此(6)对于所有工作模式均适用。基于(6)本发明提出数字控制直流至直流转换器平均电流估测的实现方法如图4所示，其乃利用(6)再利用(1)的感测比例得到最终估测电感电流的平均值。

I_L,avg＝V_csh(N/Rs)(v_con/V_tm)(V_i/V_O)

公式中N为电流互感器CT的变比，Rs为检测电阻。

参看图7示出的较佳实施例，本发明揭示的转换器电流检测电路，具有控制转换器中转换开关的PWM控制器(所述PWM控制器受到控制电压v_con和三角波V_t的控制形成PWM控制信号)、串接在转换器主电路中的电流互感器CT、串接在电流互感器次级线圈中的二极管和检测电阻Rs，还包括：

模数转换器，连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波V_t信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号V_csh。

输入电压反馈模块，连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值V_i。

输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值V_o。

低通滤波器，连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压v_con用低通的方式形成控制反馈电压v_conf。上述所提出的平均电流估测方法仅限于估测，若要实际用于平均电流控制则由于PWM控制电压v_con亦用于平均电流计算，因此直接使用PWM控制电压v_con将容易在电流回路内形成一无限增益回路而造成电流回路震荡。为解决此问题，在反馈线路中加入一低通滤波器，如图7中的回路C所示，籍此保证信号的低频成份能通过此回路而保证计算准确度，而对信号的高频成份进行有效过滤以避免引起震荡。

运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号V_csh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值V_i乘以控制反馈电压v_conf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值V_o除以所述三角波的振幅V_tm，得出估测电流I_Lfb(即：I_Lfb＝V_csh(N/Rs)(v_conf/V_tm)(V_i/V_O))。

电压控制器，用数字信号V_ofb与电压命令V_oc的误差经过调整得到电流命令I_Lc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号V_ofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到。

电流控制器，用所述估测电流I_Lfb与电流命令I_Lc的误差经过调整得到所述控制电压v_con，控制电压v_con再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。

下面结合图7完整叙述一遍检测电路的工作原理。先感测转换器输出电压V_o和输入电压V_i，感测比例为K_v，二者经过A/D取样转换为数字信号V_ofb与V_ib，V_ib与电压命令V_oc的误差经过电压控制器的调整得到电流命令I_Lc。另一方面，切换开关电流经过CT与R_s感测后得到V_cs，V_cs再藉由A/D感测得到数字信号V_csh，V_csh再与感测的输入电压及输出电压与一由PWM控制电压v_con经由低通滤波器所获得的控制反馈电压v_conf，利用前述平均电流估测的公式得到估测电流I_Lfb，I_Lfb＝V_csh(N/Rs)(v_conf/V_tm)(V_i/V_O)，I_Lfb再与I_Lc的误差经过电流控制器调整得到PWM的控制电压v_con，v_con再经由PWM得到最终触发转换开关的信号。

应用同样的设计方式，图7示出的控制电路亦可以应用至如图5及图6所示的升压及升降压式转换器中。所以本发明所述的转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。电流互感器CT接入主电路中的方式如图5、6、7所示。

本发明还揭示了一种转换器电流检测电路控制方法。参看图7，所述方法用PWM控制器控制转换器中转换开关，用控制电压v_con和三角波V_t控制所述PWM控制器形成PWM控制信号，在转换器主电路中的串接电流互感器CT，在电流互感器次级线圈中串接二极管和检测电阻Rs，还包括：用模数转换器连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波V_t信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号V_csh；用输入电压反馈模块连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值V_i；用输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值V_o；用低通滤波器连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压v_con用低通的方式形成控制反馈电压v_conf；用运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号V_csh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值V_i乘以控制反馈电压v_conf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值V_o除以所述三角波的振幅V_tm，得出估测电流I_Lfb；用电压控制器接收数字信号V_ofb和电压命令V_oc，用两者的误差经过调整得到电流命令I_Lc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号V_ofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；用电流控制器接收所述估测电流I_Lfb与电流命令I_Lc，用两者的误差经过调整得到所述控制电压v_con，控制电压v_con再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。

上述利用切换开关电流于开关占空比中心点同步取样及稳态下电感电压一切换周期平均值为零的观念，亦可以套用到其他形式的转换器用以估测电感电流的平均值，图5显示应用于升压式直流至直流转换器，图6则运用于升降压式直流至直流转换器。所以本发明的转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。

以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。