驱动电路、角速度检测装置、电子设备以及移动体的制作方法

本发明涉及一种驱动电路、角速度检测装置、电子设备以及移动体。

背景技术：

搭载角速度检测装置(陀螺传感器)并根据所检测出的角速度而实施预定的控制的各种电子设备或系统被广泛使用。在专利文献1中公开有一种具备驱动电路的角速度检测装置，其中，所述驱动电路通过i/v转换电路而对从以水晶为材料的传感器元件输出的电流进行接收并转换为电压信号，并以使该电压信号的振幅成为固定的方式而对驱动传感器元件的驱动信号的振幅进行调节。

然而，近年来，开发出一种使用硅mems(microelectromechanicalsystem，微机电系统)技术而对角速度进行检测的角速度检测装置。在使用了硅mems技术的角速度检测装置中，由于无需像专利文献1所记载的角速度检测装置那样对水晶进行加工而形成传感器元件，因此，具有能够以更低的成本实现的优点。

但是，在使用了硅mems技术的角速度检测装置中，由于从传感器元件输出的电流(检测信号)与从如专利文献1所记载的以水晶为材料的传感器元件输出的电流相比较非常地小，因此当通过专利文献1所记载的i/v转换电路而对该非常小的电流进行接收时，无法充分地放大，从而所转换的电压信号的s/n将降低，驱动信号的抖动将增加。这样一来，由于向角速度检测电路中所包含的同步检波电路输入的参照信号是根据驱动信号生成的，因此，其结果导致角速度检测装置的检测精度降低。

专利文献1：日本特开2014-197010号公报

技术实现要素：

本发明鉴于以上的问题点而被完成，根据本发明的数个方式，能够提供一种可使驱动信号的抖动减少的驱动电路。此外，根据本发明的数个方式，能够提供一种可使角速度的检测精度提高的角速度检测装置。此外，根据本发明的数个方式，能够提供一种使用了该角速度检测装置的电子设备以及移动体。

本发明为了解决前文所述的问题的至少一部分而被完成，其能够作为以下的方式或者应用例而实现。

应用例1

本应用例所涉及的驱动电路包括：第一转换部，其具有第一运算放大器和第一电容，并且将从角速度检测元件的第一电极输出且向所述第一运算放大器输入的第一信号蓄积在所述第一电容中而转换为电压；第一相位调节部，其根据所述第一转换部的输出信号而对驱动所述角速度检测元件的驱动信号的相位进行调节，并且对所述驱动信号的频带进行限制；以及驱动信号生成部，其根据所述第一相位调节部的输出信号而生成所述驱动信号。

在本应用例所涉及的驱动电路中，由于第一转换部并非通过使第一信号流经电阻而转换为电压，而是将第一信号蓄积在第一电容中而转换为电压，因此，即使第一信号较小也能够充分地放大。由于在该第一转换部中被充分放大的信号相对于第一信号而相位超前，因此，在第一相位调节部中，实施相位调节而满足振荡条件，并且对频带进行限制而使噪声成分衰减，从而使s/n提高。并且，由于驱动信号生成部根据提高了s/n的第一相位调节部的输出信号而生成对角速度检测元件进行驱动的驱动信号，因此，能够使驱动信号的抖动减少。

应用例2

在上述应用例所涉及的驱动电路中，也可以采用如下方式，即，所述第一相位调节部包括用于对所述驱动信号的相位进行调节的第一移相电路和用于对所述驱动信号的频带进行限制的第一滤波器。

根据本应用例所涉及的驱动电路，由于能够独立地进行由第一移相电路实施的驱动信号的相位调节和由第一滤波器实施的驱动信号的频带的限制，因此电路设计容易，并易于实现电路面积的减小以及激振动作的稳定。

应用例3

在上述应用例所涉及的驱动电路中，也可以采用如下方式，即，所述第一移相电路为全通滤波器。

根据本应用例所涉及的驱动电路，由于第一转换部的输出信号即便经过第一移相电路，振幅也不会衰减，因此能够维持较高的s/n。

应用例4

在上述应用例所涉及的驱动电路中，也可以采用如下方式，即，所述第一滤波器为低通滤波器。

根据本应用例所涉及的驱动电路，由于第一转换部的输出信号通过从第一滤波器经过而使高频噪声衰减，因此能够使s/n提高。

应用例5

在上述应用例所涉及的驱动电路中，也可以采用如下方式，即，所述第一滤波器被设置在与所述第一移相电路相比靠后级。

根据本应用例所涉及的驱动电路，即使第一转换部的输出信号在经过第一移相电路时，重叠有在第一移相电路中所产生的噪声，该噪声也会通过第一滤波器而衰减，因此能够使s/n提高。

应用例6

上述应用例所涉及的驱动电路也可以采用如下方式，即，包括：第二转换部，其具有第二运算放大器和第二电容，并且将从所述角速度检测元件的第二电极输出且向所述第二运算放大器输入的第二信号蓄积在所述第二电容中而转换为电压；和第二相位调节部，其根据所述第二转换部的输出信号而对所述驱动信号的相位进行调节，并且对所述驱动信号的频带进行限制，所述驱动信号生成部根据所述第一相位调节部的输出信号以及所述第二相位调节部的输出信号而生成所述驱动信号。

在本应用例所涉及的驱动电路中，由于第一转换部将第一信号蓄积在第一电容中而转换为电压，第二转换部将第二信号蓄积在第二电容中而转换为电压，因此，即使第一信号以及第二信号较小也能够充分地放大。由于在该第一转换部中被充分放大的信号相对于第一信号而相位超前，因此，在第一相位调节部中，实施相位调节而满足激振条件，并且对频带进行限制而使噪声成分衰减，从而使s/n提高。同样地，由于在第二转换部中被充分放大的信号相对于第二信号而相位超前，因此在第二相位调节部中，实施相位调节而满足激振条件，并且对频带进行限制而使噪声成分衰减，从而使s/n提高。并且，由于驱动信号生成部根据提高了s/n的第一相位调节部的输出信号以及第二相位调节部的输出信号而生成对角速度检测元件进行驱动的驱动信号，因此能够使驱动信号的抖动减少。

所述第二相位调节部可以包括用于对所述驱动信号的相位进行调节的第二移相电路和用于对所述驱动信号的频带进行限制的第二滤波器。所述第二移相电路可以为全通滤波器。所述第二滤波器也可以为低通滤波器。所述第二滤波器也可以被设置在与所述第二移相电路相比靠后级。

应用例7

在上述应用例所涉及的驱动电路中，也可以采用如下方式，即，所述驱动信号生成部具有：比较器，其对所述第一相位调节部的输出信号的电压和所述第二相位调节部的输出信号的电压进行比较；以及电平转换电路，其对所述比较器的输出信号的电压电平进行转换并生成所述驱动信号。

应用例8

本应用例所涉及的角速度检测装置具备：上述的任一驱动电路；角速度检测电路，其对从所述角速度检测元件输出的检测信号进行接收，并生成角速度信号；以及所述角速度检测元件。

根据本应用例所涉及的角速度检测装置，由于具备能够使驱动信号的抖动减少的驱动电路，因此能够提高角速度的检测精度。

应用例9

本应用例所涉及的电子设备具备上述的角速度检测装置。

应用例10

本应用例所涉及的移动体具备上述的角速度检测装置。

根据这些应用例，由于具备能够使角速度的检测精度提高的角速度检测装置，因此，例如也可以实现能够以更高的精度来进行基于角速度的变化的处理的电子设备以及移动体。

附图说明

图1为示意地表示角速度检测元件的俯视图。

图2为示意地表示角速度检测元件的剖视图。

图3为用于对角速度检测元件的动作进行说明的图。

图4为用于对角速度检测元件的动作进行说明的图。

图5为用于对角速度检测元件的动作进行说明的图。

图6为用于对角速度检测元件的动作进行说明的图。

图7为表示本实施方式的角速度检测装置的结构的图。

图8为表示作为全通滤波器的移相电路的频率特性的一个示例的图。

图9为表示作为低通滤波器的限带滤波器的频率特性的一个示例的图。

图10为表示本实施方式的角速度检测装置中的信号波形的一个示例的图。

图11为表示改变例1的角速度检测装置的结构的图。

图12为本实施方式的电子设备的功能框图。

图13a为表示作为电子设备的一个示例的智能手机的外观的一个示例的图。

图13b为表示作为电子设备的一个示例的手臂佩戴型的移动设备的外观的一个示例的图。

图14为表示本实施方式的移动体的一个示例的图(俯视图)。

具体实施方式

以下，使用附图来对本发明的优选的实施方式进行详细说明。另外，以下所说明的实施方式并不对权利要求书中所记载的本发明的内容进行不当限定。此外，以下所说明的结构并非全部都是本发明的必要构成要件。

1.角速度检测装置

角速度检测元件的结构以及动作

首先，参照附图来对本实施方式所涉及的角速度检测装置1中所包括的角速度检测元件10进行说明。图1为示意地表示角速度检测元件10的俯视图。图2为示意地表示角速度检测元件10的剖视图。另外，在图1中，作为相互正交的三个轴而图示有x轴、y轴、z轴。在以下，对角速度检测元件10为对绕z轴的角速度进行检测的静电电容型mems元件的示例进行说明。

如图2所示，角速度检测元件10被设置在基板11上，并被收纳在由基板11与盖体12构成的收纳部中。收纳部的内部的空间即空腔13例如被以真空密闭。基板11的材质为例如玻璃、硅。盖体12的材质为例如硅、玻璃。

如图1所示，角速度检测元件10被构成为包括振动体112、固定驱动电极130以及固定驱动电极132、可动驱动电极116、固定监控电极160以及固定监控电极162、可动监控电极118、固定检测电极140以及固定检测电极142、可动检测电极126。

如图1所示，角速度检测元件10具有第一结构体106以及第二结构体108。第一结构体106以及第二结构体108沿着x轴而相互连结。第一结构体106位于与第二结构体108相比靠-x方向侧处。结构体106、108例如具有关于两者的分界线b(沿着y轴的直线)对称的形状。另外，虽然未图示，但角速度检测元件10也可以不具有第二结构体108而由第一结构体106构成。

各结构体106、108具有振动体112、第一弹簧部114、可动驱动电极116、位移部122、第二弹簧部124、固定驱动电极130、132、可动振动检测电极118、126、固定振动检测电极140、142、160、162和固定部150。可动振动检测电极118、126被分为可动监控电极118与可动检测电极126。固定振动检测电极140、142、160、162被分为固定检测电极140、142与固定监控电极160、162。

振动体112、弹簧部114、124、可动驱动电极116、可动监控电极118、位移部122、可动检测电极126以及固定部150例如通过对被接合在基板11上的硅基板(未图示)进行加工而被一体形成。由此，能够应用在硅半导体器件的制造中所使用的微细加工技术，从而能够实现角速度检测元件10的小型化。角速度检测元件10的材质为，例如通过掺杂磷、硼等杂质而被赋予了导电性的硅。另外，可动驱动电极116、可动监控电极118以及可动检测电极126也可以作为与振动体112分体的部件而被设置在振动体112的表面等上。

振动体112例如具有框状(框架状)的形状。在振动体112的内侧设置有位移部122、可动检测电极126以及固定检测电极140、142。

第一弹簧部114的一端被连接在振动体112上，另一端被连接在固定部150上。固定部150被固定在基板11上。即，在固定部150的下方未设置有凹部14(参照图2)。振动体112经由第一弹簧部114而被固定部150支承。在图示的示例中，第一弹簧部114在第一结构体106以及第二结构体108中分别设置有四个。另外，也可以不设置第一结构体106与第二结构体108的分界线b上的固定部150。

第一弹簧部114被构成为能够使振动体112在x轴方向上进行位移。更加具体而言，第一弹簧部114具有在y轴方向上(沿y轴)往复并在x轴方向上(沿x轴)延伸的形状。另外，对于第一弹簧部114，只要能够使振动体112沿着x轴进行振动，则其数目并不被特别地限定。

可动驱动电极116被连接在振动体112上。可动驱动电极116从振动体112向+y方向以及-y方向延伸出。可动驱动电极116被设置有多个，多个可动驱动电极116可以在x轴方向上排列。可动驱动电极116能够随着振动体112的振动而沿着x轴振动。

固定驱动电极130、132被固定在基板11上，并被设置在振动体112的+y方向侧以及振动体112的-y方向侧。

固定驱动电极130、132与可动驱动电极116对置并隔着可动驱动电极116而设置。更加具体而言，在隔着可动驱动电极116的固定驱动电极130、132中，在第一结构体106中，固定驱动电极130被设置在可动驱动电极116的-x方向侧，固定驱动电极132被设置在可动驱动电极116的+x方向侧。在第二结构体108中，固定驱动电极130被设置在可动驱动电极116的+x方向侧，固定驱动电极132被设置在可动驱动电极116的-x方向侧。

在图1所示的示例中，固定驱动电极130、132具有梳齿状的形状，可动驱动电极116具有能够插入到固定驱动电极130、132的梳齿之间的形状。固定驱动电极130、132可以根据可动驱动电极116的数量而设置有多个，且可在x轴方向上排列。固定驱动电极130、132以及可动驱动电极116为用于使振动体112振动的电极。

可动监控电极118被连接在振动体112上。可动监控电极118从振动体112向+y方向以及-y方向延伸出。在图1所示的示例中，可动监控电极118在第一结构体106的振动体112的+y方向侧以及第二结构体108的振动体112的+y方向侧分别设置有一个，在可动监控电极118之间，排列有多个可动驱动电极116。并且，可动监控电极118在第一结构体106的振动体112的-y方向侧以及第二结构体108的振动体112的-y方向侧分别设置有一个，在可动监控电极118之间，排列有多个可动驱动电极116。可动监控电极118的平面形状例如与可动驱动电极116的平面形状相同。可动监控电极118能够随着振动体112的振动而沿着x轴振动，即，能够进行往复运动。

固定监控电极160、162被固定在基板11上，并被设置在振动体112的+y方向侧以及振动体112的-y方向侧。

固定监控电极160、162与可动监控电极118对置并隔着可动监控电极118而设置。更加具体而言，在隔着可动监控电极118的固定监控电极160、162中，在第一结构体106中，固定监控电极160被设置在可动监控电极118的-x方向侧，固定监控电极162被设置在可动监控电极118的+x方向侧。在第二结构体108中，固定监控电极160被设置在可动监控电极118的+x方向侧，固定监控电极162被设置在可动监控电极118的-x方向侧。

固定监控电极160、162具有梳齿状的形状，可动监控电极118具有能够插入到固定监控电极160、162的梳齿之间的形状。

固定监控电极160、162以及可动监控电极118为用于对根据振动体112的振动而发生变化的信号进行检测的电极，并为用于对振动体112的振动状态进行检测的电极。更加具体而言，通过可动监控电极118沿着x轴进行位移，可动监控电极118与固定监控电极160之间的静电电容以及可动监控电极118与固定监控电极162之间的静电电容发生变化。由此，固定监控电极160、162的电流发生变化。通过对该电流的变化进行检测，而能够对振动体112的振动状态进行检测。

位移部122经由第二弹簧部124而与振动体112连接。在图示的示例中，位移部122的平面形状为具有沿着y轴的长边的长方形。另外，虽未图示，但位移部122也可以被设置在振动体112的外侧。

第二弹簧部124被构成为能够使位移部122在y轴方向上进行位移。更加具体而言，第二弹簧部124具有在x轴方向上往复并在y轴方向上延伸的形状。另外，第二弹簧部124只要能够使位移部122沿着y轴进行位移，则其数目并不被特别地限定。

可动检测电极126被连接在位移部122上。可动检测电极126例如被设置有多个。可动检测电极126从位移部122向+x方向以及-x方向延伸出。

固定检测电极140、142被固定在基板11上。更加具体而言，固定检测电极140、142的一端被固定在基板11上，另一端作为自由端而向位移部122侧延伸出。

固定检测电极140、142与可动检测电极126对置并隔着可动检测电极126而设置。更加具体而言，在隔着可动检测电极126的固定检测电极140、142中，在第一结构体106中，固定检测电极140被设置在可动检测电极126的-y方向侧，固定检测电极142被设置在可动检测电极126的+y方向侧。在第二结构体108中，固定检测电极140被设置在可动检测电极126的+y方向侧，固定检测电极142被设置在可动检测电极126的-y方向侧。

在图1所示的示例中，固定检测电极140、142被设置有多个，且沿着y轴交替排列。固定检测电极140、142以及可动检测电极126为用于对根据振动体112的振动而发生变化的信号(静电电容)进行检测的电极。

接下来，对角速度检测元件10的动作进行说明。图3～图6为用于对角速度检测元件10的动作进行说明的图。另外，在图3～图6中，作为相互正交的三个轴而图示有x轴、y轴、z轴。此外，为了便于进行说明，在图3～图6中，省略了可动驱动电极116、可动监控电极118、可动检测电极126、固定驱动电极130、132、固定检测电极140、142以及固定监控电极160、162的图示，从而将角速度检测元件10简化而进行图示。

当通过未图示的电源向可动驱动电极116与固定驱动电极130、132之间施加电压时，能够使可动驱动电极116与固定驱动电极130、132之间产生静电力(参照图1)。由此，如图3以及图4所示，能够使第一弹簧部114沿着x轴而伸缩，从而能够使振动体112沿着x轴而振动。

更加具体而言，向可动驱动电极116施加固定的偏压vr。并且，经由未图示的驱动配线并以预定的电压为基准而向固定驱动电极130施加第一交流电压。此外，经由未图示的驱动配线并以预定的电压为基准而向固定驱动电极132施加相位与第一交流电压偏离了180度的第二交流电压。

在此，在隔着可动驱动电极116的固定驱动电极130、132中，在第一结构体106中，固定驱动电极130被设置在可动驱动电极116的-x方向侧，固定驱动电极132被在可动驱动电极116的+x方向侧(参照图1)。在第二结构体108中，在可动驱动电极116的+x方向侧设置有固定驱动电极130，在可动驱动电极116的-x方向侧设置有固定驱动电极132(参照图1)。因此，能够通过第一交流电压以及第二交流电压而使第一结构体106的振动体112a以及第二结构体108的振动体112b以彼此相反的相位且以预定的频率而沿着x轴振动。在图3所示的示例中，振动体112a向α1方向进行位移，振动体112b向与α1方向相反的α2方向进行位移。在图4所示的示例中，振动体112a向α2方向进行位移，振动体112b向α1方向进行位移。

另外，位移部122随着振动体112的振动而沿着x轴进行位移。同样地，可动检测电极126(参照图1)随着振动体112的振动而沿着x轴进行位移。

如图5以及图6所示，当在振动体112a、112b沿着x轴进行振动的状态下向角速度检测元件10施加绕z轴的角速度ω时，科里奥利力会发挥作用，从而位移部122沿着y轴进行位移。即，与振动体112a连接的位移部122a以及与振动体112b连接的位移部122b沿着y轴而相互向相反的方向进行位移。在图5所示的示例中，位移部122a向β1方向进行位移，位移部122b向与β1方向相反的β2方向进行位移。在图6所示的示例中，位移部122a向β2方向进行位移，第二位移部122b向β1方向进行位移。

通过位移部122a、122b沿着y轴进行位移，从而可动检测电极126与固定检测电极140之间的距离发生变化(参照图1)。同样地，可动检测电极126与固定检测电极142之间的距离也发生变化(参照图1)。因此，可动检测电极126与固定检测电极140之间的静电电容发生变化。同样地，可动检测电极126与固定检测电极142之间的静电电容也发生变化。

在角速度检测元件10中，通过向可动检测电极126与固定检测电极140之间施加电压，从而能够对可动检测电极126与固定检测电极140之间的静电电容的变化量进行检测(参照图1)。并且，通过向可动检测电极126与固定检测电极142之间施加电压，从而能够对可动检测电极126与固定检测电极142之间的静电电容的变化量进行检测(参照图1)。以此方式，角速度检测元件10能够根据可动检测电极126与固定检测电极140、142之间的静电电容的变化量而求出绕z轴的角速度ω。

并且，在角速度检测元件10中，通过振动体112a、112b沿着x轴振动，从而可动监控电极118与固定监控电极160之间的距离发生变化(参照图1)。同样地，可动监控电极118与固定监控电极162之间的距离也发生变化(参照图1)。因此，可动监控电极118与固定监控电极160之间的静电电容发生变化。同样地，可动监控电极118与固定监控电极162之间的静电电容也发生变化。伴随于此，流通于固定监控电极160、162中的电流发生变化。根据该电流的变化，能够对振动体112a、112b的振动状态进行检测(监控)。

在角速度检测元件10中，如图1所示的示例，可以在可动检测电极126的往复运动端的两侧的区域中设置固定检测电极140、142。

角速度检测装置的结构以及动作

图7为表示本实施方式的角速度检测装置1的结构的图。如图7所示，本实施方式的角速度检测装置1被构成为包括图1所示的角速度检测元件10、驱动电路20和角速度检测电路30。

驱动电路20根据来自角速度检测元件10的固定监控电极160、162的信号而生成驱动信号，并向固定驱动电极130、132输出驱动信号。驱动电路20输出驱动信号并对角速度检测元件10进行驱动，且从角速度检测元件10接收反馈信号。由此使角速度检测元件10激振。

角速度检测电路30接收从通过驱动信号而被驱动的角速度检测元件10输出的检测信号，并从检测信号中使基于振动的正交信号(泄漏信号)衰减，且提取基于科里奥利力的科里奥利信号，从而生成角速度信号so。

本实施方式中的驱动电路20被构成为包括两个q/v转换器(电荷放大器)21a、21b、比较器22、两个移相电路23a、23b、两个限带滤波器24a、24b、比较器25以及电平转换电路26。

当角速度检测元件10的振动体112振动时，基于电容变化的互为反相的电流作为反馈信号而从固定监控电极160、162输出。

q/v转换器21a(第一转换部的一个示例)具有运算放大器210a(第一运算放大器的一个示例)与电容器211a(第一电容的一个示例)，并将从角速度检测元件10的固定监控电极160(第一电极的一个示例)输出并向运算放大器210a的反相输入端子输入的电流(电荷)(第一信号的一个示例)蓄积于电容器211a中而转换为电压。同样地，q/v转换器21b(第二转换部的一个示例)具有运算放大器210b(第二运算放大器的一个示例)与电容器211b(第二电容的一个示例)，并将从角速度检测元件10的固定监控电极162(第二电极的一个示例)输出并向运算放大器210b的反相输入端子输入的电流(电荷)(第二信号的一个示例)蓄积于电容器211b中而转换为电压。具体而言，q/v转换器21a、21b将被输入的电流(电荷)转换为以模拟接地电压agnd为基准的电压，并输出与振动体112的振动频率相同的频率的交流电压信号mnt、mntb。交流电压信号mnt、mntb为相位相对于从固定监控电极160、162输出的交流电流分别超前了90°的信号。

从q/v转换器21a、21b分别输出的交流电压信号mnt、mntb被输入至比较器22。比较器22对交流电压信号mnt的电压与交流电压信号mntb的电压进行比较，并从同相输出端子与反相输出端子输出互为反相的矩形波信号。在图7的示例中，从比较器22的反相输出端子输出的矩形波信号被作为后文所述的正交参照信号qdet而使用。在交流电压信号mnt的电压高于交流电压信号mntb的电压时，正交参照信号qdet成为高电平。在交流电压信号mnt的电压低于交流电压信号mntb的电压时，正交参照信号qdet成为低电平。

此外，交流电压信号mnt、mntb被分别输入至移相电路23a、23b。移相电路23a(第一移相电路的一个示例)为用于对驱动信号的相位进行调节的电路，并输出对交流电压信号mnt的相位进行移动所得到的信号。同样地，移相电路23b(第二移相电路的一个示例)为用于对驱动信号的相位进行调节的电路，并输出对交流电压信号mntb的相位进行移动所得到的信号。虽然在图7的示例中，移相电路23a、23b为使全部频带的信号通过的全通滤波器，但也可以为除此以外的电路。

移相电路23a、23b的输出信号被分别输入至限带滤波器24a、24b。限带滤波器24a(第一滤波器的一个示例)为用于对驱动信号的频带进行限制的电路，并使移相电路23a的输出信号中所包含的与振动频率一致的频率的信号通过，且使噪声信号衰减。同样地，限带滤波器24b(第二滤波器的一个示例)为用于对驱动信号的频带进行限制的电路，并使移相电路23b的输出信号中所包含的与振动频率一致的频率的信号通过，且使噪声信号衰减。特别是，为了使高频带的噪声信号衰减，在图7的示例中，限带滤波器24a、24b为低通滤波器，但为了使低频带的噪声信号也被衰减，也可以为带通滤波器。

图8为表示作为全通滤波器的移相电路23a、23b的频率特性的一个示例的图。此外，图9为表示作为低通滤波器的限带滤波器24a、24b的频率特性的一个示例的图。在图8以及图9中，实线表示振幅增益特性，虚线表示相位特性(相位滞后的方向为负)。

如图8所示，移相电路23a、23b的振幅增益与频率无关而为1。此外，移相电路23a、23b的相位滞后被设为，频率越高则该相位滞后越大，相位滞后的范围为0°～180°。

如图9所示，限带滤波器24a、24b的振幅增益被设为，在从dc至预定的频率为止该振幅增益为1，且越高于该预定的频率，该振幅增益越小。此外，限带滤波器24a、24b的相位滞后被设为，频率越高则该相位滞后越大，该相位滞后的范围为0°～90°。

并且，如图8以及图9所示，相对于振动体112的振动频率f0，移相电路23a、23b的相位为ph1，限带滤波器24a、24b的相位为ph2，并成为ph1+ph2≈-90°的关系。也就是说，移相电路23a的相位滞后与限带滤波器24a的相位滞后之和大致为90°，移相电路23b的相位滞后与限带滤波器24b的相位滞后之和也大致为90°。由于q/v转换器21a、21b中的相位超前为90°(相位滞后为270°)，比较器25、电平转换电路26中的相位滞后大致为0，因此角速度检测元件10的驱动回路中的相位滞后为360°，满足振荡条件。

以此方式，移相电路23a与限带滤波器24a构成了相位调节部27a(第一相位调节部的一个示例)，该相位调节部27a根据q/v转换器21a的输出信号而对驱动信号的相位进行调节且对驱动信号的频带进行限制。同样地，移相电路23b与限带滤波器24b构成了相位调节部27b(第二相位调节部的一个示例)，该相位调节部27b根据q/v转换器21b的输出信号而对驱动信号的相位进行调节且对驱动信号的频带进行限制。在图7的示例中，相位调节部27a、27b通过移相电路23a与限带滤波器24a，或者移相电路23b与限带滤波器24b这样的两个电路而实现，但也可以通过具有对交流电压信号mnt或者交流电压信号mntb的相位调节功能与频带限制功能的一个电路(例如使用了有源元件的滤波器或者lc滤波器等)来实现。

限带滤波器24a、24b的输出信号被输入至比较器25。比较器25对限带滤波器24a的输出电压(相位调节部27a的输出信号的电压)与限带滤波器24b的输出电压(相位调节部27b的输出信号的电压)进行比较，并从同相输出端子与反相输出端子输出互为反相的矩形波信号。在图7的示例中，从比较器25的反相输出端子输出的矩形波信号被作为后文所述的科里奥利参照信号sdet而使用。在限带滤波器24a的输出电压高于限带滤波器24b的输出电压时，科里奥利参照信号sdet成为高电平。此外，在限带滤波器24a的输出电压低于限带滤波器24b的输出电压时，科里奥利参照信号sdet成为低电平。

从比较器25输出的互为反相的矩形波信号被输入至电平转换电路26。电平转换电路26对比较器25的输出信号的电压电平进行转换。具体而言，电平转换电路26将从比较器25输出的互为反相的矩形波信号转换成高电平为电压vh、低电平为电压vl的互为反相的矩形波信号。从电平转换电路26输出的互为反相的矩形波信号作为驱动信号而被分别输入至角速度检测元件10的固定驱动电极130、132。通过被输入至该固定驱动电极130、132的驱动信号而对角速度检测元件10进行驱动。

由比较器25与电平转换电路26构成的电路作为驱动信号生成部而发挥作用，该驱动信号生成部基于相位调节部27a、27b的输出信号而生成对角速度检测元件10进行驱动的驱动信号。

在此，在本实施方式中，考虑到从作为静电电容型mems元件的角速度检测元件10输出的电流非常小，从而不通过i/v转换器而是通过q/v转换器21a、21b来接收该电流。从角速度检测元件10输出的电流(电荷)被蓄积在电容器211a、211b中，并通过运算放大器210a、210b而被充分放大，因此在q/v转换器21a、21b的输出信号中，能够抑制s/n的下降，从而维持较高的s/n。

此外，如图8以及图9所示，相对于振动体112的振动频率f0，移相电路23a、23b的振幅增益为1，限带滤波器24a、24b的振幅增益也大致为1。因此，q/v转换器21a、21b的输出信号会在其振幅几乎不衰减的情况下从限带滤波器24a、24b被输出。并且，由于限带滤波器24a、24b分别被设置在移相电路23a、23b的后级，因此能够通过限带滤波器24a、24b而使在移相电路23a、23b中所产生的高频噪声衰减。因此，在限带滤波器24a、24b的输出信号中，也会维持与q/v转换器21a、21b的输出信号等同的较高的s/n。其结果为，驱动信号的抖动被降低，与驱动信号联动的科里奥利参照信号sdet、正交参照信号qdet的抖动也被降低。

本实施方式中的角速度检测电路30被构成为包括两个q/v转换器(电荷放大器)31a、31b、差分放大器32、科里奥利同步检波电路33、两个正交同步检波电路34a、34b、两个振幅调节电路35a、35b以及两个相位调节电路36a、36b。

从角速度检测元件10的固定检测电极140、142输出的检测信号(交流电流)包含：基于作用于角速度检测元件10的科里奥利力的角速度分量即科里奥利信号；和基于角速度检测元件10的激励振动的自身振动分量即正交信号(泄漏信号)。从固定检测电极140输出的检测信号中所包含的正交信号(泄漏信号)与科里奥利信号(角速度分量)的相位偏离90°。同样地，从固定检测电极142输出的检测信号中所包含的正交信号(泄漏信号)与科里奥利信号(角速度分量)的相位偏离90°。此外，从固定检测电极140、142输出的检测信号中所包含的科里奥利信号(角速度分量)互为反相，并且正交信号(泄漏信号)互为反相。

q/v转换器31a具有运算放大器310a，并将从角速度检测元件10的固定检测电极140输出且向运算放大器310a的反相输入端子输入的电流转换为电压。同样地，q/v转换器31b具有运算放大器310b，并将从角速度检测元件10的固定检测电极142输出且向运算放大器310b的反相输入端子输入的电流转换为电压。

具体而言，当角速度检测元件10的振动体112振动时，基于电容变化的电流从固定检测电极140、142被输出，并被输入至q/v转换器31a、31b所分别具有的运算放大器310a、310b的反相输入端子。q/v转换器31a将从固定检测电极140输出的交流电流转换为以振幅调节电路35a的输出信号为基准的电压并将该电压输出。同样地，q/v转换器31b将从固定检测电极142输出的电流转换为以振幅调节电路35b的输出信号为基准的电压并将该电压输出。从q/v转换器31a、31b输出的信号为相位相对于从固定检测电极140、142输出的交流电流分别超前了90°的信号。

从q/v转换器31a、31b分别输出的交流电压信号被输入至差分放大器32中。差分放大器32对q/v转换器31a的输出信号(交流电压信号)和q/v转换器31b的输出信号(交流电压信号)进行差分放大并输出。

从差分放大器32输出的信号被输入至科里奥利同步检波电路33。科里奥利同步检波电路33根据科里奥利参照信号sdet而对从差分放大器32输出的信号进行同步检波。更加详细而言，科里奥利同步检波电路33通过在科里奥利参照信号sdet为高电平时选择从差分放大器32输出的信号，在科里奥利参照信号sdet为低电平时选择使从差分放大器32输出的信号的极性反转而得到的信号，从而实施全波整流，且对实施全波整流而得到的信号进行低通滤波处理并输出。从科里奥利同步检波电路33输出的信号为，从由角速度检测元件10的固定检测电极140、142输出的检测信号中提取科里奥利信号(角速度分量)所得到的信号，并成为与科里奥利信号(角速度分量)的大小相对应的电压。从该科里奥利同步检波电路33输出的信号作为角速度信号so而被输出至角速度检测装置1的外部。如前文所述，由于科里奥利参照信号sdet的抖动被降低，因此由科里奥利同步检波电路33所实施的同步检波的精度会提高，其结果为，角速度的检测精度会提高。

由差分放大器32和科里奥利同步检波电路33构成的电路作为角速度信号生成部而发挥作用，该角速度信号生成部根据q/v转换器31a、31b的输出信号而生成角速度信号so。

从q/v转换器31a、31b分别输出的交流电压信号还分别被输入至正交同步检波电路34a、34b。正交同步检波电路34a根据q/v转换器31a的输出信号(交流电压信号)而对从角速度检测元件10的固定检测电极140输出的交流电流中所包含的正交信号(泄漏信号)的电平进行检测。此外，正交同步检波电路34b根据q/v转换器31b的输出信号(交流电压信号)而对从角速度检测元件10的固定检测电极142输出的交流电流中所包含的正交信号(泄漏信号)的电平进行检测。

具体而言，正交同步检波电路34a根据正交参照信号qdet来对q/v转换器31a的输出信号(交流电压信号)进行同步检波，从而对正交信号(泄漏信号)的电平进行检测。即，正交同步检波电路34a通过在正交参照信号qdet为高电平时选择从q/v转换器31a输出的交流电压信号，在正交参照信号qdet为低电平时选择使从q/v转换器31a输出的交流电压信号的极性反转而得到的信号，从而实施全波整流，且对实施全波整流而得到的信号进行积分处理并输出。从正交同步检波电路34a输出的信号为从由角速度检测元件10的固定检测电极140所输出的检测信号中提取正交信号(泄漏信号)而得到的信号，并成为与正交信号(泄漏信号)的大小相对应的电压。

同样地，正交同步检波电路34b根据正交参照信号qdet对q/v转换器31b的输出信号(交流电压信号)进行同步检波，从而对正交信号(泄漏信号)的电平进行检测。即，正交同步检波电路34b通过在正交参照信号qdet为高电平时选择从q/v转换器31b输出的交流电压信号，在正交参照信号qdet为低电平时选择使从q/v转换器31b输出的交流电压信号的极性反转而得到的信号，从而实施全波整流，且对实施全波整流而得到的信号进行积分处理并输出。从正交同步检波电路34b输出的信号为，从由角速度检测元件10的固定检测电极142所输出的检测信号中提取正交信号(泄漏信号)而得到的信号，并成为与正交信号(泄漏信号)的大小相对应的电压。从正交同步检波电路34a、34b输出的信号互为反相。

从正交同步检波电路34a、34b输出的信号分别被输入至振幅调节电路35a、35b。振幅调节电路35a输出如下的信号，即，根据正交同步检波电路34a的输出信号而以消除向q/v转换器31a输入的正交信号(泄漏信号)的方式对交流电压信号mnt的振幅进行调节所得到的信号。同样地，振幅调节电路35b输出如下的信号，即，根据正交同步检波电路34b的输出信号而以消除向q/v转换器31b输入的正交信号(泄漏信号)的方式，对交流电压信号mnt的振幅进行调节所得到的信号。从振幅调节电路35a、35b分别输出的信号为，具有与振动频率(正交信号(泄漏信号)的频率)相同的频率且具有由正交信号(泄漏信号)的大小确定的振幅的交流电压信号。并且，从振幅调节电路35a、35b分别输出的交流电压信号经由相位调节电路36a、36b而被输入至q/v转换器31a、31b分别所具有的运算放大器310a、310b的同相输入端子。

由于被输入至该运算放大器310a的同相输入端子的交流电压信号以对从角速度检测元件10的固定检测电极140输出且被输入至运算放大器310a的反相输入端子的电流中所包含的正交信号(泄漏信号)进行抵消的方式而发挥作用，因此，在q/v转换器31a的输出信号中，正交信号(泄漏信号)被大幅地衰减。同样地，由于被输入至运算放大器310b的同相输入端子的交流电压信号以对从角速度检测元件10的固定检测电极142输出且被输入至运算放大器310b的反相输入端子的电流中所包含的正交信号(泄漏信号)进行抵消的方式而发挥作用，因此，在q/v转换器31b的输出信号中，正交信号(泄漏信号)被大幅地衰减。其结果为，能够使由正交信号(泄漏信号)引起的角速度信号so的偏移减少。此外，由于在q/v转换器31a、31b的输出信号中所包含的正交信号(泄漏信号)的电平较小，因此，能够在q/v转换器31a、31b的输出信号未饱和的范围内使q/v转换器31a、31b的增益增大。并且，如前文所述，在本实施方式中，正交参照信号qdet的抖动减少，因此，由正交同步检波电路34a、34b实施的同步检波的精度提高。其结果为，能够提高角速度信号so的s/n。在以下，将被输入至运算放大器310a、310b的同相输入端子的信号称为“正交修正信号”。

存在如下情况，即，由于振幅调节电路35a、35b中的相位滞后，分别从振幅调节电路35a、35b输出的信号与分别向运算放大器310a、310b的反相输入端子输入的检测信号(交流电流)之间的相位差会从90°偏离。因此，相位调节电路36a对向q/v转换器31a(运算放大器310a的同相输入端子)输入的正交修正信号的相位进行调节。此外，相位调节电路36b对向q/v转换器31b(运算放大器310b的同相输入端子)输入的正交修正信号的相位进行调节。具体而言，相位调节电路36a根据正交同步检波电路34a所检测出的泄漏信号的电平，以消除向q/v转换器31a输入的正交信号(泄漏信号)的方式，对向运算放大器310a的同相输入端子输入的正交修正信号的相位进行调节。此外，相位调节电路36b根据正交同步检波电路34b所检测出的泄漏信号的电平，以消除向q/v转换器31b输入的正交信号(泄漏信号)的方式，对向运算放大器310b的同相输入端子输入的正交修正信号的相位进行调节。例如，也可以对应于正交同步检波电路34a、34b的各输出信号的电平而使相位调节电路36a、36b分别具有的可变电阻的电阻值以及可变电容的电容值中的至少一方变化，从而以消除向q/v转换器31a、31b输入的正交信号(泄漏信号)的方式使相位调节电路36a、36b中的相位超前量变化。

通过振幅调节电路35a以及相位调节电路36a，例如以使正交同步检波电路34a的输出信号的电平成为最小的方式，对向q/v转换器31a输入的正交修正信号的振幅以及相位进行调节。由此，以使在q/v转换器31a的输出信号中所包含的正交信号(泄漏信号)的振幅衰减的方式施加反馈。同样地，通过振幅调节电路35b以及相位调节电路36b，例如以使正交同步检波电路34b的输出信号的电平成为最小的方式，对向q/v转换器31b输入的正交修正信号的振幅以及相位进行调节。由此，以使q/v转换器31b的输出信号中所包含的正交信号(泄漏信号)的振幅衰减的方式施加反馈。

以此方式，由正交同步检波电路34a、振幅调节电路35a和相位调节电路36a构成的电路作为第一修正信号生成部而发挥作用，所述第一修正信号生成部根据作为基于角速度检测元件10的驱动振动的信号的交流电压信号mnt，而生成用于使由于从角速度检测元件10的固定检测电极140输出的交流电流中所包含的正交信号(泄漏信号)而产生的角速度信号so的偏移减少的正交修正信号(第一修正信号)。此外，振幅调节电路35a作为第一振幅调节部而发挥作用，所述第一振幅调节部根据正交同步检波电路34a所检测出的正交信号(泄漏信号)的电平而对正交修正信号的振幅进行调节。此外，相位调节电路36a作为第一相位调节部而发挥作用，所述第一相位调节部根据正交同步检波电路34a所检测出的正交信号(泄漏信号)的电平而对正交修正信号的相位进行调节。

同样地，由正交同步检波电路34b、振幅调节电路35b和相位调节电路36b构成的电路作为第二修正信号生成部而发挥作用，所述第二修正信号生成部根据作为基于角速度检测元件10的驱动振动的信号的交流电压信号mnt，而生成用于使由于从角速度检测元件10的固定检测电极142输出的交流电流中所包含的正交信号(泄漏信号)而产生的角速度信号so的偏移减少的正交修正信号(第二修正信号)。此外，振幅调节电路35b作为第二振幅调节部而发挥作用，所述第二振幅调节部根据正交同步检波电路34b所检测出的正交信号(泄漏信号)的电平而对正交修正信号的振幅进行调节。此外，相位调节电路36b作为第二相位调节部而发挥作用，所述第二相位调节部根据正交同步检波电路34b所检测出的正交信号(泄漏信号)的电平而对正交修正信号的相位进行调节。

接下来，使用图10的波形图，对由图7所示的角速度检测装置1去除正交信号(泄漏信号)的原理进行说明。图10为表示图7的a点～m点处的信号波形的一个示例的图，横轴表示时间，纵轴表示电压或电流。图10为未对角速度检测元件10施加科里奥利力的情况的示例，但是在施加了科里奥利力的情况下也能够同样地进行说明。

在角速度检测元件10的振动体112振动的状态下，从电平转换电路26输出的驱动信号(a点、a’点的信号)为互为反相的矩形波。此外，被输入至q/v转换器21a、21b的交流电流(b点、b’点的信号)互为反相，从q/v转换器21a、21b输出的交流电压信号mnt、mntb(c点、c’点的信号)也互为反相。该交流电压信号mnt、mntb(c点、c’点的信号)相对于被输入至q/v转换器21a、21b的各交流电流(b点、b’点的信号)，相位分别超前了90°。

由于未对角速度检测元件10施加科里奥利力，因此被输入至q/v转换器31a、31b的检测信号(d点、d’点的信号)不包含科里奥利信号，而仅包含正交信号(泄漏信号)。被输入至该q/v转换器31a、31b的正交信号(泄漏信号)(d点、d’点的信号)互为反相，并分别与被输入至q/v转换器21a、21b的各交流电流(b点、b’点的信号)为同相。

向q/v转换器31a输入的正交修正信号(i点的信号)为通过振幅调节电路35a对应于正交同步检波电路34a的输出信号(h点的信号)的波形而对交流电压信号mnt(c点的信号)的振幅进行调节所得到的波形。同样地，向q/v转换器31b输入的正交修正信号(i’点的信号)为通过振幅调节电路35b对应于正交同步检波电路34b的输出信号(h’点的信号)的波形而对交流电压信号mnt(c点的信号)的振幅进行调节所得到的波形。

向q/v转换器31a输入的正交修正信号(i点的信号)相对于向q/v转换器31a输入的检测信号(正交信号(泄漏信号))(d点的信号)，相位超前90°，并且在q/v转换器31a中，与将该检测信号(交流电流)转换为电压而得到的交流电压信号(相位相对于检测信号(交流电流)超前了90°的信号)相加。因此，q/v转换器31a的输出信号(e点的信号)成为正交信号(泄漏信号)的振幅被衰减的波形(实线的波形)。

同样地，向q/v转换器31b输入的正交修正信号(i’点的信号)相对于向q/v转换器31b输入的检测信号(正交信号(泄漏信号))(d’点的信号)，相位超前90°，并且在q/v转换器31b中，与将该检测信号(交流电流)转换为电压而得到的交流电压信号(相位相对于检测信号(交流电流)而超前了90°的信号)相加。因此，q/v转换器31b的输出信号(e’点的信号)成为正交信号(泄漏信号)的振幅被衰减的波形(实线的波形)。

此外，在正交同步检波电路34a中，通过正交参照信号qdet(f点的信号)而对q/v转换器31a的输出信号(e点的信号(实线的波形))进行全波整流所得到的信号(g点的信号)成为振幅较小的正极性的波形。因此，该全波整流信号(g点的信号)的积分信号(h点的信号)成为电平较低且接近dc(directcurrent，直流)的正极性的电压波形。并且，通过振幅调节电路35a以及相位调节电路36a，例如以使正交同步检波电路34a的输出信号(h点的信号)的电平成为最小的方式，对向q/v转换器31a输入的正交修正信号(i点的信号)的振幅以及相位进行调节。由此，以使q/v转换器31a的输出信号(e点的信号)的振幅衰减的方式施加反馈。

同样地，在正交同步检波电路34b中，通过正交参照信号qdet(f’点的信号)而对q/v转换器31b的输出信号(e’点的信号(实线的波形))进行全波整流所得到的信号(g’点的信号)成为振幅较小的负极性的波形。因此，该全波整流信号(g’点的信号)的积分信号(h’点的信号)成为电平较低且接近dc的负极性的电压波形。并且，通过振幅调节电路35b以及相位调节电路36b，例如以使正交同步检波电路34b的输出信号(h’点的信号)的电平成为最小的方式，对向q/v转换器31b输入的正交修正信号(i’点的信号)的振幅以及相位进行调节。由此，以使q/v转换器31b的输出信号(e’点的信号)的振幅衰减的方式施加反馈。

其结果为，在科里奥利同步检波电路33中，通过科里奥利参照信号sdet(k点的信号)而对差分放大器32的输出信号(j点的信号)进行全波整流所得到的信号(l点的信号)成为使正极性与负极性反复的振幅较小的波形(实线的波形)。因此，即使全波整流信号(l点的信号)的正极性的波形与负极性的波形的对称性稍微偏离，对全波整流信号(l点的信号)进行低通滤波处理所得到的信号即角速度信号so(m点的信号)也会成为与模拟接地电压agnd大致相等的电压(实线的波形)。即，由于正交信号(泄漏信号)而产生的角速度信号so的偏移非常小。

另外，在假设对运算放大器310a、310b的同相输入端子未供给正交修正信号(i点、i’点的信号)而供给模拟接地电压agnd的情况下，e点、e’点、j点、l点、m点的各信号成为如图10的虚线那样的波形，角速度信号so(m点的信号)成为对应于全波整流信号(l点的信号)中的正极性的波形与负极性的波形的对称性的偏离而从模拟接地电压agnd偏离的电压。即，由于正交信号(泄漏信号)而产生的角速度信号so的偏移较大。

作用效果

如以上所说明的那样，根据本实施方式的角速度检测装置1，在驱动电路20中，q/v转换器21a、21b并不是通过使从角速度检测元件10的固定监控电极160、162输出的电流(电荷)流经电阻而转换为电压，而是将该电流(电荷)蓄积在电容器211a、211b中而转换为电压，因此，即使该电流(电荷)较小也能够充分地放大。在该q/v转换器21a、21b中被充分地放大的信号相对于从固定监控电极160、162输出的电流(电荷)，相位超前90°，因此，在相位调节部27a、27b中，实施相位调节而满足激振条件，并且对频带进行限制而使噪声成分衰减，从而使s/n提高。此外，由于移相电路23a、23b为全通滤波器，并且限带滤波器24a、24b为低通滤波器，因此，q/v转换器21a、21b的输出信号在经过相位调节部27a、27b时，振幅不衰减，而高频噪声衰减。而且，由于限带滤波器24a、24b被设置在移相电路23a、23b的后级，因此即使q/v转换器21a、21b的输出信号在经过移相电路23a、23b时，重叠有在移相电路23a、23b中所产生的高频噪声，该高频噪声也通过限带滤波器24a、24b而被衰减。因此，能够提高相位调节部27a、27b的输出信号的s/n。并且，由于比较器25以及电平转换电路26根据提高了s/n的相位调节部27a、27b的输出信号而生成对角速度检测元件10进行驱动的驱动信号，因此能够使驱动信号的抖动减少。其结果为，科里奥利参照信号sdet、正交参照信号qdet的抖动也被减少，因此，能够提高通过角速度检测装置1(角速度检测电路30)实施的角速度的检测精度。

此外，根据本实施方式的角速度检测装置1，在驱动电路20中能够独立地进行由移相电路23a、23b实施的驱动信号的相位调节以及由限带滤波器24a、24b实施的驱动信号的频带的限制，因此,电路设计较容易，并易于实现电路面积的减小以及激振动作的稳定。

2.改变例

2-1.改变例1

虽然在上述的实施方式中，从角速度检测元件10的固定监控电极160、162输出互为反相的两个信号并向q/v转换器21a、21b输入，但也可以改变为角速度检测元件10不具有固定监控电极162且没有q/v转换器21b的结构。

图11表示改变例1的角速度检测装置1的结构。在图11所示的改变例1的角速度检测装置1中，角速度检测元件10不具有固定驱动电极132、固定监控电极162以及固定检测电极142。与此相对应，驱动电路20不具有q/v转换器21b以及相位调节部27b，此外，电平转换电路26的结构也被简化。此外，角速度检测电路30不具有q/v转换器31b、正交同步检波电路34b、振幅调节电路35b以及相位调节电路36b，此外，差分放大器32被置换为反相放大器39。

根据这种改变例1的角速度检测装置1，能够起到与上述实施方式相同的效果。

2-2.其它的改变例

在上述的实施方式中，移相电路23a也可以被设置在限带滤波器24a的后级。同样地，移相电路23b也可以被设置在限带滤波器24b的后级。此外，在上述的实施方式中，比较器25也可以不被设置在相位调节部27a、27b与电平转换电路26之间，从而相位调节部27a、27b的输出信号可以直接向电平转换电路26输入。

3.电子设备

图12为本实施方式所涉及的电子设备500的功能框图。另外，对与上述的各实施方式相同的结构标注相同的符号，并省略详细的说明。

本实施方式所涉及的电子设备500为包括角速度检测装置1的电子设备500。在图12所示的示例中，电子设备500被构成为包括角速度检测装置1、运算处理装置510、操作部530、rom(readonlymemory，只读存储器)540、ram(randomaccessmemory，随机存取存储器)550、通信部560、显示部570、声音输出部580。另外，在本实施方式所涉及的电子设备500中，既可以省略或者变更图12所示的结构要素(各部)的一部分，也可以采用附加了其他的结构要素的结构。

运算处理装置510按照存储在rom540等中的程序来进行各种计算处理、控制处理。具体而言，运算处理装置510进行如下的处理：与角速度检测装置1的输出信号、来自操作部530的操作信号相对应的各种处理；为了与外部进行数据通信而对通信部560进行控制的处理；发送用于使显示部570显示各种信息的显示信号的处理；使声音输出部580输出各种声音的处理等。

操作部530为由操作键、按钮开关等构成的输入装置，并将与用户所实施的操作相对应的操作信号向运算处理装置510输出。

rom540对供运算处理装置510进行各种计算处理、控制处理的程序、数据等进行存储。

ram550作为运算处理装置510的工作区域而使用，并对从rom540读取的程序或数据、从操作部530输入的数据、运算处理装置510按照各种程序执行所得到的运算结果等进行临时存储。

通信部560进行用于使运算处理装置510与外部装置之间的数据通信成立的各种控制。

显示部570为由lcd(liquidcrystaldisplay，液晶显示器)或电泳显示器等构成的显示装置，并根据从运算处理装置510输入的显示信号来显示各种信息。

而且，声音输出部580为扬声器等输出声音的装置。

根据本实施方式所涉及的电子设备500，由于被构成为包括能够使角速度的检测精度提高的角速度检测装置1，因此可实现能够以更高的精度来进行基于角速度的变化的处理(例如与姿态相对应的控制等)的电子设备500。

作为电子设备500而考虑有各种电子设备。例如，可列举出个人计算机(例如便携型个人计算机、膝上型个人计算机、平板型个人计算机)、移动电话机等移动体终端、数码相机、喷墨式喷出装置(例如喷墨式打印机)、路由器或交换机等存储区域网络设备、局域网设备、移动体终端基站用设备、电视机、摄像机、录像机、车辆导航装置、寻呼机、电子记事本(也包括附带有通信功能的设备)、电子辞典、计算器、电子游戏设备、游戏用控制器、文字处理器、工作站、可视电话、安防用视频监控器、电子双筒望远镜、pos(pointofsale，销售点)终端、医疗设备(例如电子体温计、血压计、血糖计、心电图测量装置、超声波诊断装置、电子内窥镜)、鱼群探测器、各种测量设备、计量仪器类(例如车辆、飞机、船舶的计量仪器类)、飞行模拟器、头戴式显示器、运动记录器、运动追踪器、运动控制器、pdr(步行者航位推算装置)等。

图13a为表示作为电子设备500的一个示例的智能手机的外观的一个示例的图，图13b为表示作为电子设备500的一个示例的手臂佩戴型的移动设备的外观的一个示例的图。在图13a所示的作为电子设备500的智能手机中，作为操作部530而具备按钮，作为显示部570而具备lcd。在图13b所示的作为电子设备500的手臂佩戴型的移动设备中，作为操作部530而具备按钮以及转柄，作为显示部570而具备lcd。由于这些电子设备500被构成为包括能够提高角速度的检测精度的角速度检测装置1，因此可实现能够以更高的精度来进行基于角速度的变化的处理(例如与姿态相对应的显示控制等)的电子设备500。

4.移动体

图14为表示本实施方式所涉及的移动体400的一个示例的图(俯视图)。另外，对与上文所述的各实施方式相同的结构标注相同的符号，并省略详细的说明。

本实施方式所涉及的移动体400为包括角速度检测装置1的移动体400。在图14所示的示例中，移动体400被构成为包括进行发动机系统、制动器系统、无钥匙进入系统等的各种控制的控制器420、控制器430、控制器440、蓄电池450以及备用蓄电池460。另外，本实施方式所涉及的移动体400既可以省略或变更图14所示的结构要素(各部)的一部分，也可以采用附加了其他的结构要素的结构。

根据本实施方式所涉及的移动体400，由于包括能够提高角速度的检测精度的角速度检测装置1，因此可实现能够以更高的精度来进行基于角速度的变化的处理(例如侧滑或侧翻的抑制控制等)的移动体400。

作为这种移动体400而考虑有各种移动体，例如可列举出汽车(也包括电动汽车)、喷气式飞机或直升飞机等飞机、船舶、火箭、人造卫星等。

本发明并不限定于本实施方式，能够在本发明的主旨的范围内实施各种改变。

上述的实施方式以及改变例为一个示例，本发明并不是限定于此。例如，也能够将各实施方式以及各改变例适当地组合。

本发明包括实质上与实施方式中所说明的结构相同的结构(例如，功能、方法以及结果相同的结构，或者目的以及效果相同的结构)。此外，本发明包括对实施方式中所说明的结构的非本质的部分进行了置换的结构。此外，本发明包括能够取得与实施方式中所说明的结构相同的作用效果的结构，或者能够达到相同的目的的结构。此外，本发明包括对实施方式中所说明的结构附加了公知技术而得到的结构。

符号说明

1…角速度检测装置；10…角速度检测元件；11…基板；13…空腔；14…凹部；20…驱动电路；21a、21b…q/v转换器(电荷放大器)；22…比较器；23a、23b…移相电路；24a、24b…限带滤波器；25…比较器；26…电平转换电路；27a、27b…相位调节部；30…角速度检测电路；31a、31b…q/v转换器(电荷放大器)；32…差分放大器；33…科里奥利同步检波电路；34a、34b…正交同步检波电路；35a、35b…振幅调节电路；36a、36b…相位调节电路；37a、37b…存储部；38a、38b…电阻；39…反相放大器；106…第一结构体；108…第二结构体；112…振动体；112a…振动体；112b…振动体；114…第一弹簧部；116…可动驱动电极；118…可动监控电极；122…位移部；122a…位移部；122b…位移部；124…第二弹簧部；126…可动检测电极；130、132…固定驱动电极；140、142…固定检测电极；150…固定部；160、162…固定监控电极；210a、210b…运算放大器；211a、211b…电容器；310a、310b…运算放大器；400…移动体；420…控制器；430…控制器；440…控制器；450…蓄电池；460…备用蓄电池；500…电子设备；510…运算处理装置；530…操作部；540…rom；550…ram；560…通信部；570…显示部；580…声音输出部。