自整角机/旋转变压器的数字角转换方法与流程

本发明涉及数字角转换方法，特别是一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法。

背景技术：

自整角机通常应用在自动控制系统中需要指示位置、角度的数值或者远距离调节执行机构的速度等场合，需要一根或多根轴随着另外的与其无机械连接的轴同步转动。旋转变压器是一种精密角度、位置、速度检测装置，适用于所有使用旋转编码器的场合，特别是高温、严寒、潮湿、高速、高震动等旋转编码器无法正常工作的场合。

自整角机/旋转变压器作为角度测量器件，在各种工业领域得到了广泛的应用，为适应工业现代化的需求，工业控制现场的网络化、智能化逐步发展，需要将自整角机/旋转变压器输出的相电压瞬时信号转化为数字量轴角。

美国adi公司的自整角机/旋转变压器数字转换器ad2s44，集成了输入调节器、高速sin/cos乘法器、误差放大器、相敏调节器、积分器、压控振荡器、可逆计数器和输出锁存器，结构复杂，成本高昂。国内201所推出的adi产品的原位替代品，如10、11、14zsz/xsz系列，虽简化了adi产品sdc/rdc1702、1700、1704系列的部分结构，但精度也随之下降，成本仍然高昂。

申请号为201310186444.4的发明专利公开了一种自整角机/旋转变压器的数字转换器转换方法，该方法很大程度上解决了现有技术的成本问题，但该发明的转换方法多次进行近似，累加误差导致其精度较低，且使用单片机进行一系列的乘除和加减运算，实时性难以保证。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法。

实现本发明目的的技术方案为：一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法，包括以下步骤：

步骤1，采集自整角机或旋转变压器两路电压信号和一路激磁信号；

步骤2，利用两路电压信号与轴角的三角函数关系，通过激磁信号简化公式，得到只有轴角为未知变量的三角函数关系；

步骤3，通过求反三角函数，得到最终的数字化轴角。

与现有技术相比，本发明的显著优点为：

本发明的自整角机/旋转变压器数字角转换方法具有转换过程简单、易于实现、精度高、实时性强、适用场合广泛、成本低、稳定可靠等优点。

附图说明

图1为本发明的自整角机/旋转变压器数字角转换方法流程图。

图2为本发明实施例的原理框架图。

具体实施方式

结合图1，一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法，包括以下步骤：

步骤1，采集自整角机或旋转变压器两路电压信号和一路激磁信号；

步骤2，利用两路电压信号与轴角的三角函数关系，通过激磁信号简化公式，得到只有轴角为未知变量的三角函数关系；

步骤3，通过求反三角函数，得到最终的数字化轴角。

进一步的，对于自整角机，数字角转换方法具体为：

自整角机的线电压瞬时值为

e1＝e0sin(wt)sinθ

e2＝e0sin(wt)sin(θ+120°)

e3＝e0sin(wt)sin(θ+240°)

e0为激磁信号幅值，w为激磁信号角频率，θ为轴角；

模数转换器选择采集两路线电压信号及一路激磁信号，任取两路线电压信号，线电压信号取ei，ej，i＝1,2,3，j＝1,2,3，且i≠j；

设激磁信号es＝e0sin(ωt)，采集后送至fpga，分别进行两路加、减运算：

ub＝ej-ei＝-3e0sin(ωt)cosθ

根据使用场合切换模式1和模式2，采用模式1时只有一路线电压信号及一路激磁信号参与运算，采用模式2时有两路线电压信号及一路激磁信号参与运算；模式1即反余弦法，可少采集处理一路电压信号，运算少，对应高实时性要求场合，模式2即反正切法，因两路电压信号都随激磁信号变化，处理过程趋一致，可减小转换对象通道的信号误差，运用量化极限逼近判决法，可进行更高精度的转换，对应高精度场合，另在一些无差别场合，可根据实际使用效果，进行切换。

两种模式的运算过程为：

模式1：计算-ub/(3es)＝cosθ，由数学软件生成arccos的值，将值例化到fpga的单口rom中，通过查表1，再结合ua、es的符号，确定整周期轴角θ；

表1

其中，θ0为反三角函数得出值；

模式2：计算得到tanθ后，通过量化误差计算，再通过极限逼近判决，由查找表2求结合ub、es的符号，确定整周期轴角θ；

表2

对于旋转变压器，数字角转换方法具体为：

旋转变压器的两绕组电压的瞬时值为：

ea＝e0sin(wt)sinθ

eb＝e0sin(wt)cosθ

模数转换器采集两路瞬时电压信号及激磁信号，ua＝ea，ub＝eb，设激磁信号es＝e0sin(ωt)，根据使用场合切换模式1和模式2，模式1为只有绕组电压信号及一路激磁信号参与运算，模式2有两路绕组电压信号及一路激磁信号参与运算；

模式1：计算ub/er＝cosθ，得到cosθ，由数学软件生成arccos的值，将值例化到fpga的单口rom中，通过查表1，再结合ua，er的符号，确定整周期轴角θ。

模式2：计算ua/ub＝tanθ，得到tanθ后，通过量化误差计算，再通过极限逼近判决，由查找表2求arctan(ua/ub)，再结合ub、er的符号，确定整周期轴角θ。

模式2中通过量化误差，计算最小量化误差的对应端极值，将极限值归入极限判决，通过判决将极限值在最小量化误差允许内归入有限值。

进一步的，自整角机或旋转变压器的两路电压信号和一路激磁信号通过衰减网络衰减后经隔离放大器进行隔离。

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例1

一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法，自整角机/旋转变压器的两路线电压瞬时信号及激磁电压信号经过衰减网络，按一定衰减比进行衰减，根据输入信号的幅值范围，衰减比可调节，以适应隔离放大器输入范围。

自整角机/旋转变压器的激磁信号为

e＝e0sin(ωt)

(1)对于自整角机信号

e1＝e0sin(ωt)sinθ

e2＝e0sin(ωt)sin(θ+120°)

e3＝e0sin(ωt)sin(θ+240°)

e2，e3，e经过衰减及隔离放大器隔离后为：

e2＝k1e2＝k1e0sin(ωt)sin(θ+120°)

e3＝k1e3＝k1e0sin(ωt)sin(θ+240°)

es＝k1e＝k1e0sin(ωt)

k1为自整角机信号经衰减网络后的衰减系数。

(2)对于旋转变压器信号

ea＝e0sin(ωt)sinθ

eb＝e0sin(ωt)cosθ

ea，eb，e经过衰减及隔离放大器隔离后为：

ea＝k2ea＝k2e0sin(ωt)sinθ

eb＝k2eb＝k2e0sin(ωt)cosθ

er＝k2e＝k2e0sin(ωt)

k2为旋转变压器信号经衰减网络后的衰减系数。

上述公式中ω为激磁电压信号角频率，θ为自整角机/旋转变压器的轴角，e0为信号的最大幅值。

e2，e3，es和ea，eb，er经adc采样数字化后，由fpga进行如下处理：模式1

对于自整角机，对e2，e3进行运算处理：

-ub/(3es)＝cosθ得：θ＝arccos[-ub/(3es)]

对于旋转变压器

ub/er＝cosθ得：θ＝arccos(ub/er)

由fpga内的单口rom中查表得出θ，-ub/(3es)∈[-1,1]，ub/er∈[-1,1]，则在一个最小正周期中，θ∈[0,π]，结合ua，er、ua，es符号即可得出整周期的θ值。

模式2

对于自整角机，对e2，e3进行运算处理：

得：

对于旋转变压器

ua/ub＝tanθ得：

θ＝arctan(ua/ub)

ua/ub∈(-∞,∞)，单周期中，θ∈[-90°,90°]，由于在θ→±90°时，tanθ→±∞，使用的查找表深度是有限的，故使用量化精度在两端极限进行逼近判决，结合ub，es、ub，er符号即可得出整周期的θ值。

使用量化误差极限逼近判决法，该方法的主要内容为：θ∈[-90°,90°]，对θ的量化字长为nbit，小数部分字长为fbit，则量化结果为有符号定点数，表示为fix_n_f，整数部分最大数为90，故应满足2^n-f-1-1＞90，-2^n-f-1＜-90，fix_n_f的表示范围为[-2^n-f-1.(1-2^-f)，(2^n-f-1-1).(1-2^-f)]，量化误差为δθ＝2-^f。

计算tan(90°-δθ)＝m，tan(-90°+δθ)＝n，当tanθ＞m时，可知θ的取值范围为90°-δθ＜θ＜90°，量化误差δθ在小数部分量化字长f一定大时，可将此时的θ取值判决为90°，同理当tanθ＜n时，将此时的θ取值判决为-90°，其他数值直接查表即可。

实施例2

如图2所示，一种自整角机/旋转变压器的数字角转换方法，自整角机/旋转变压器的两路线电压瞬时信号及激磁电压信号经过衰减网络，按一定衰减比进行衰减，根据输入信号的幅值范围，衰减比可调节，以适应隔离放大器输入范围。

按一定衰减比衰减后的信号，经隔离放大器以固定增益隔离放大，经adc采样量化后，送入fpga中，通过输入信号类型的选择，以适应输入信号由自整角机和旋转变压器输入的不同所带来的差异。

上述的衰减网络选择电阻分压衰减，选用精度系数高、温度性能好的电阻，通过选择将不同的电阻值接入衰减网络，实现不同衰减比，隔离放大器可选用低成本高精度的iso12x系列，本实施例选用具有高共模抑制比，高隔离电压，低非线性误差的iso121，adc选用多相电机控制系统专用模数转换芯片ad760x系列，本实施例选用高精度，高采样信噪比的ad7608，fpga选用spartan-6系列的xc6slx150。

本实施例中自整角机为sgs-1，激磁电压115v，激磁频率400hz，次级电压90v，为解释方便，旋转变压器为45xz4-10，激磁电压115v，频率400hz，变比1.0。

则为适应隔离放大器的输入范围，115v的衰减为取衰减比k1＝1:16.5，90v的衰减为取k2＝1:22.5，为方便论述，以下计算仍以k1，k2表示，隔离放大器的固定增益为1。

对于自整角机，经衰减网络和隔离放大器后，adc的输入信号分别为：

对于旋转变压器，经衰减网络和隔离放大器后，adc的输入信号分别为：

模式1

对于自整角机，对e2，e3进行运算处理：

得：

对于旋转变压器

ub/er＝cosθ得：

θ＝arccos(ub/er)

由fpga内的单口rom中查表得出θ，-23k1ub/(54k2es)∈[-1,1]，ub/er∈[-1,1]，则在一个最小正周期中，θ∈[0,π]，结合ua，es、ua，er符号即可得出整周期的θ值。

模式2

对于自整角机，对e2，e3进行运算处理：

得：

对于旋转变压器

ua/ub＝tanθ得：

θ＝arctan(ua/ub)

ua/ub∈(-∞,∞)，单周期中，θ∈[-90°,90°]，由于在θ→±90°时，tanθ→±∞，使用的查找表深度是有限的，故使用量化精度在两端极限进行逼近判决，结合ub，es、ub，er符号即可得出整周期的θ值。

使用量化误差极限逼近判决法，该方法具体为：θ∈[-90°,90°]，对θ的量化字长为18bit，小数部分字长为10bit，则量化结果为有符号定点数，表示为fix_18_10，整数部分最大数为90，故满足2^18-10-1-1＞90，-2^18-10-1＜-90，fix_18_10的表示范围为[-128.9990234375,127.9990234375]，量化误差为δθ＝0.0009765625。

tan(90°-δθ)≈58671，tan(-90°+δθ)＝-58671，为对应查找表地址，可通过移位和加法将正切值正值化，正值化后范围[0,131071]，值小于6865时，θ＝-90°，值大于124207时，θ＝90°，为缩小查找表空间，中间值部分减去6865后按地址查表得θ。