本发明属于雷达接收机系统设计领域，具体为一种零中频连续波雷达接收机，主要应用在连续波雷达系统，实现对镜像信号的抑制，降低基带信号的上下边带引入的混叠影响。适用于各种连续波收发信机系统，具有很好的通用性。
背景技术：
传统的超外差接收机系统中，接收机下变频输出的i、q两路正交中频信号经90°电桥合成即可实现对镜频信号的抑制。而连续波体制的雷达系统中，下变频得到零中频信号，系统镜像信号就是有用信号本身，无法消除有关镜像抑制带来的问题，得到的基带信号上下边带将会叠加在一起且不可分离，影响到系统的接收性能。
目前，主要采用以下两种方法消除连续波雷达的镜像信号影响：
一、系统设计中抬高中频信号频率，采用传统中频接收电路形式。虽然降低了接收电路的设计难度，但提高了本振信号的复杂度。同时，与探测距离相关的中频带宽较窄，增大了中频滤波难度，不利于系统小型化、低成本设计。
二、采用软件方式消除基带信号上下边带的混叠影响。系统要求接收机输出i、q两路正交基带信号，由信号处理器完成基带信号的合成。优点是可以轻松完成基带信号的合成，并且抑制度很高。缺点是对校准网络要求较高，特别是宽带信号的校准。同时，增大了接收电路的硬件数量和接口数量，尤其不利于多通道接收的小型化设计。
因此，为解决以上两种方式的缺点，本设计采取有效措施，既解决连续波雷达镜像信号抑制问题，也满足系统小型化、低成本的要求。
技术实现要素：
要解决的技术问题
针对连续波雷达系统中，为实现零中频信号的镜像抑制，提出一种基于无源多相滤波电路的接收机设计方式，降低系统成本和复杂度。
技术方案
一种基于多相滤波的连续波雷达接收机，其特征在于包括接收前端电路、基带差分转换及运算放大电路、rc多相滤波网络、基带合成网络、sfc滤波和基带放大电路；接收前端电路包括限幅器、低噪声放大和混频器，将天线回波信号下变频得到i、q两路基带信号；基带差分转换及运算放大电路包括两路基带滤波器、基带补偿放大器、基带差分转换电路和差分运算放大电路，基带滤波器对接收前端电路直流偏移电平滤波处理，同时抑制部分基带高次谐波；基带补偿放大器选择低噪声放大，保证接收灵敏度；基带差分转换和差分运放电路将输入的正交信号得到幅度相位平衡的两对差分信号，四个信号分别相差90°；rc多相滤波网络对两对差分信号移相滤波得到镜像信号抑制的两路差分基带信号；两路差分基带信号再经合成、sfc滤波、放大后输出至信号处理机。
所述的rc多相滤波网络由电阻和电容组成的希尔伯特变换传输网络，通过设置r、c值使无源多相滤波器在rc极点频率上抑制顺时针次序信号，同时保证逆时针次序信号无抑制通过；增加rc级数，设置多个极点可保证宽带信号的传输特性。
所述的基带滤波器为无源滤波器。
所述的基带差分转换电路为无源差分转换网络。
所述的基带差分运算放大电路为无源运算放大电路。
有益效果
本发明提出的一种基于多相滤波的连续波雷达接收机，采用rc多相滤波网络实现零中频接收机的镜像信号抑制；通过无源差分转换网络和差分运放实现rc多相滤波网络输入信号的幅度、相位平衡度，提高镜像信号抑制度；通过无源滤波器、无源差分转换网络和超低噪声运算放大器选用，避免噪声的引入，提高系统灵敏度；通过增加rc多相滤波网络的级数，可实现基带带宽的扩展和镜像信号抑制度的提高；通过前端电路频率选择，可扩展系统频率范围。该发明以低成本、高集成度实现连续波雷达零中频接收机的镜频抑制和高灵敏度。有益效果如下：
首先，本发明的电路简洁灵活，成本低，仅仅需要多级rc网络可实现基带信号的较高抑制。电路设计只需要计算合理的r、c值即可保证接收系统传输特性，调试工作量小，适宜批量化生产。
其次，本发明的容易实现连续波雷达的高灵敏度。rc多相滤波网络的引入，对镜像信号进行抑制，提高了基带信号的信噪比。同时，本发明前级采用低噪声放大和低噪声基带补偿放大，选用低噪声的无源滤波器和无源差分基带转换器，都利于系统的低噪声设计。
第三，本发明的电路简单，可以与传统cmos电路直接集成，利于系统的小型化、微型化设计。通过集成化设计，该接收机电路可广泛应用于便携式连续波收发信机系统中。
附图说明
图1一阶rc多相网络
图2一阶rc多相网络幅频/相频特性曲线：(a)幅频；(b)相频
图3多相滤波网络级数、镜像抑制比与带宽关系
图4本发明的基于多相滤波的连续波雷达接收机系统原理框图
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
无源多相滤波器源于rc-cr移相网络，由电阻和电容组成的一个无源线性网络，如图1所示。图中输入信号为正交差分信号，且相互正交，该传输网络能在频率ω＝1/(rc)处产生幅度相等、相位正交的输出信号。
可以得出，一阶rc多相网络的频率传输函数：
根据rc多相网络的希尔伯特变换传输特性，可以对连续波雷达基带信号信号进行处理，抑制无用边带，保留选用的信号边带。若基带信号带宽较宽且要求抑制度较高，需要增加rc多相网络的级数，采用多级网络级联。图3为不同级数多相滤波器级联的情况下，镜像抑制比与带宽的关系曲线。
本发明中，基于多相滤波的连续波雷达接收机主要由接收前端电路、基带差分转换及运算放大电路、rc多相滤波网络、基带合成电路等组成。接收前端电路由限幅器、低噪声放大、混频器组成，将天线回波信号下变频得到i、q两路基带信号，前端电路既满足系统低噪声要求，又要避免泄露信号饱和导致信号阻塞。基带差分转换及运算放大电路包括基带滤波器、基带补偿放大器、基带差分转换电路及差分运算放大电路组成。基带滤波器对连续波接收前端电路直流偏移电平滤波处理，同时抑制部分基带高次谐波。基带补偿放大器选择低噪声放大，保证接收灵敏度。基带差分转换和差分运放电路将输入的正交信号得到幅度相位平衡的两对差分信号，四个信号分别相差90°。表1为有用信号和镜像信号经混频、基带差分转换后的信号相位分析。
表1有用信号和镜像信号的相位分析
rc多相滤波网络对两对差分信号移相滤波，合理设置r、c值，可使无源多相滤波器在rc极点频率上抑制顺时针次序信号，同时保证逆时针次序信号无抑制通过。即对镜像信号进行抑制，对有用信号不衰减。增加rc级数，设置多个极点可保证宽带信号的传输特性。经过基带合成网络后，即可得到对镜像信号抑制的单端基带信号。单端基带信号再经滤波电路完成sfc(基带选择滤波)功能，最后进一步放大后输出至信号处理机。
由电阻和电容组成的希尔伯特变换传输网络，在rc极点频率上抑制顺时针次序信号，同时保证逆时针次序信号无抑制通过。即对镜像信号进行抑制，对有用信号不衰减。提高rc多相网络级数，扩展基带通过带宽，同时提高对镜像信号的抑制度。以无源滤波器代替基带有源滤波器，以无源差分转换网络替代有源差分网络，避免噪声的引入，提高灵敏度。差分放大电路可以保证rc多相滤波网络输入信号的幅度、相位平衡度，进一步提高镜像信号抑制度。
图4给出了本发明基于多相滤波的连续波雷达接收机原理图。这里以x波段连续波雷达接收机设计为例，说明本发明的具体实施。
该x波段接收机主要由前端电路和基带电路组成。前端电路选用国产化13所的x波段低插损限幅器nc1816c-811和低噪声放大器nc10147c-812，混频器选用adi公司的hmc521混频器芯片，该混频器可直接输出正交的i、q两路基带信号。本实施例中，系统采样的基带信号范围为1mhz～4mhz，前级基带滤波为lc二阶带通滤波器，带宽1mhz～5mhz，带内插损<1.0db。运算放大器采用ti公司的超低噪声运放opa820和opa4820，差分转换网络和合成网络为mini公司的tc1-1t+。rc多相滤波网络选用4阶网络，r1＝r2＝r3＝r4＝390ω，c1＝100pf，c2＝150pf，c3＝240pf，c4＝390pf，stc滤波器选用云之微公司的yml4-5whf，带宽1mhz～4mhz，带内插损<1.0db，200khz～1mhz频段要求抑制<-28dbc@200khz。
本实施例中，为避免泄露信号的饱和而阻塞正常接收，接收前端约15db增益，基带增益约35db具体为基带补偿放大约15db增益，基带差分放大基本无增益以实现4路信号平衡，末级运放增益约20db。
在设计过程中，结合ads软件对电路的匹配和rc多相滤波网络的极点、零点优化设计。在基带频率1mhz～4mhz的范围内，本实施例采用的4阶rc多相滤波网络对镜频信号抑制可达到35db以上。同时，该x波段接收机灵敏度可达到-103dbm以上。
同时，图4所示的硬件实现电路具有良好的通用性和可扩展性。对于系统不同工作频段，我们一般只需要调整前端电路相应的工作频率即可，系统的结构形式不需要改动；对于不同带宽的基带信号和镜频抑制度，一般也只需要更改rc滤波网络的阶数和极点即可。