本申请要求2017年3月27日提交的美国临时申请序列no.62/477,053和于2017年4月7日提交的美国临时申请序列no.62/483,315的权益。美国临时申请通过引用全部并入本文。
本公开涉及使用来自脉冲光源的光来测量距物体的距离或距离的遥感领域。更具体地说，本公开涉及用于遥感应用的类型的并联反馈跨阻放大器。
背景技术：
使用例如由激光器发射并由远处物体回射的光脉冲的遥感有时也被称为lidar(光检测和测距)。lidar接收器，在下文中也称为前端接收器，包括作为接收元件的具有光电二极管(pd)或雪崩光电二极管(apd)的光接收器和跨阻放大器(tia)，例如并联反馈放大器，将来自接收光电二极管的光电流转换为电压。
在下文中，除非另有说明，否则光电二极管(pd)和雪崩光电二极管(apd)将互换使用。光电二极管通常是p-n结或pin结构。当有足够能量的光子撞击二极管时，它会产生电子空穴对。这种机制也被称为内部光电效应。如果吸收发生在结的耗尽区或距离它扩散长度处，那么这些载流子由耗尽区的内置电场从结中扫出。因此，空穴向阳极移动，电子向阴极移动，产生光电流。当在零偏压或光伏模式下使用时，光电流从设备中流出受到限制并且电压升高。当在光导模式下使用时，二极管通常是反向偏置的(阴极相对于阳极驱动为正)。这会缩短响应时间，因为额外的反向偏置会增加耗尽层的宽度，从而降低结电容。反向偏压也会增加暗电流而光电流没有太大变化。对于给定的光谱分布，光电流与照度(和辐照度)成线性比例。
apd可以被认为是光电检测器，它通过雪崩倍增提供了内置的第一阶段增益。从功能角度来看，它们可以被视为与光电倍增管相当的半导体。由于其高灵敏度，apd的典型应用是激光测距仪和远距离光纤通信。
在某些应用中，apd产生与接收到的电磁功率成比例的电流脉冲，并且tia将电流脉冲转换为电压脉冲，并且还提供高增益以检测来自远处物体的较弱信号。对于更近的物体，tia输入端的电流脉冲幅度可以达到tia线性操作的极限。在这种情况下，tia变得饱和。在并联反馈放大器拓扑结构中，饱和会导致输出电压脉冲扩大一定量，这称为脉宽失真。超载时，这种跨阻放大器有很长的放松时间，直到tia可以恢复到线性操作。
技术实现要素：
用于操作具有跨阻放大器(tia)的远程lidar的高动态范围模拟前端接收器的系统和方法，包括削波电路以防止tia饱和。削波电路的输出通过二极管或晶体管连接到tia的输入端并进行调节，使得tia的输入电压保持接近或略高于tia的饱和阈值电压。通过将限流电阻与二极管或晶体管串联连接，可以改善tia输入电压的调节。能够消耗更高输入电流并因此更高电压的第二削波电路可以与第一削波电路并联连接。电阻元件可以放置在第一和第二削波电路之间以进一步限制输入电流到tia。
提供具有跨阻放大器(tia)的前端接收器将是有益的，其能够检测来自接收光电二极管或apd的光电流，而没有或仅具有由大光电流引起的最小脉宽失真。一种用于自适应限幅跨阻放大器(tia)的输入电压以防止tia过深陷入饱和的系统和方法包括：从tia的输入接收反馈电压的第一自适应削波电路；削波电压。第一自适应削波电路的输出通过二极管或晶体管连接到tia的输入，并被调节成使得饱和tia的输入电压尽可能地接近于tia的饱和阈值电压，且绝不超过tia的饱和电压大于二极管或晶体管的导通电压，优选不大于二极管或晶体管的导通电压的一半。通过将限流电阻与二极管或晶体管串联连接，可以改善tia输入电压的调节。能够比第一自适应削波电路消耗更高输入电流并因此更高电压的第二削波电路可以与第一自适应削波电路并联连接。
在某些实施方案中，提供前端接收器，包括：跨阻放大器(tia)，被配置为将施加到tia的输入端口的输入电流转换成输出电压；和第一削波电路，通过二极管路径耦合到所述输入端口，并且被配置为响应于施加到所述第一削波电路的削波电压，限制tia的输入电压的最大值至外部施加的削波电压，使得tia不会过度饱和。在一些情况下，第一自适应削波电路可以限制tia的输入电压的最大值，使得tia尽可能接近tia的饱和阈值电压运行。
在某些实施方案中，提供一种用于操作前端接收器的跨阻放大器(tia)的方法，使得tia不会过度饱和或者尽可能接近tia的饱和阈值电压来操作tia，其中该方法包括：在第一输入端子处向第一自适应削波电路供应削波电压，所述削波电压被选择为近似等于tia的饱和阈值电压；在第二输入端子处向第一自适应削波电路供应由tia的输入电压衍生的反馈电压；通过二极管路径将第一自适应削波电路的输出电压耦合到tia的输入端口，该二极管路径包括整流元件，该整流元件具有导通电压；和调节第一自适应削波电路的输出电压使得反馈电压等于削波电压。这样，tia的输入电压的最大值被限制为这样的值，该值比tia的饱和阈值电压高不超过整流元件的导通电压，优选不超过整流元件的导通电压的一半，以确保tia不会过度饱和。
附图说明
为了提供对本公开及其特征和优点的更完整的理解，参考以下结合附图的描述，其中相同的附图标记表示相同的部件，其中：
图1示出了根据本公开的一些实施例的由于跨阻放大器(tia)的过饱和而引起的脉冲展宽的示意图；
图2示出了根据本公开的一些实施例的具有由外部控制电压控制的削波电路的tia；
图3a-3c示出了根据本公开的一些实施例的用图2的削波电路对tia的输入电压和输出电压进行限幅的效果；
图4示出了根据本公开的一些实施例的用于由外部削波电压控制的自适应削波的示意性电路图的第一实施例；
图5示出了根据本公开的一些实施例的用于由外部削波电压控制的自适应削波的示意性电路图的第二实施例；
图6a-6c示出了根据本公开的一些实施例的具有图4和图6的自适应削波电路的tia的输入电压的削波和自适应削波的效果；
图7a示出了根据本公开的一些实施例的图2的削波电路和图5的自适应削波电路的组合；
图7b示出了根据本公开的一些实施例的图2的削波电路和图4的自适应削波电路的组合；
图8a示出了根据本公开的一些实施例的图5的自适应削波电路与附加电流-限流电阻的组合；
图8b示出了根据本公开的一些实施例的图4的自适应削波电路与附加电流-限流电阻的组合；
图9a-9c示出了根据本公开的一些实施例的具有限流电阻的tia的输入电压与图8b的自适应削波电路的自适应限幅的效果；
图10示出了具有限流电阻元件和两个削波电路的自适应限幅电路原理图的第三实施例；
图11示出了用限流电阻元件和静电电流放电二极管(esd)进行自适应限幅的示意性电路图的第四实施例；
图12示出了具有示例性操作参数的图10的自适应削波电路。
具体实施方式
脉冲飞行时间(tof)激光测距方法基于测量短激光脉冲(例如宽度约3ns)的传播时间(δt)到光学可见目标并返回到前端接收器。测量的通行时间可以转换为目标和接收器之间的距离(r)。
基于脉冲tof测量的lidar在需要高测量速度(>1000个结果/秒)的环境感知系统中特别有吸引力，其中接收到的回波的动态特性可以非常宽(>1：1000)，并且即使对于非合作目标，单个发射脉冲距离达几十米也需要精确的距离测量(<1cm)。这种类型的例子是交通应用中的防碰撞系统和扫描仪。例如，在汽车应用中，动态范围可能超过1：100,000。在镜像反射或来自近物体的反射的情况下，在接收器通道的输入处可能出现非常高的输入信号。输入信号可能接近10-100ma或甚至0.5-1a，这可能会使接收器通道饱和。
感兴趣的还有lidar应用中接收脉冲的脉冲宽度的测量，因为lidar应用中发送和接收脉冲之间的脉冲宽度差异还携带关于天气(湿度、雾等)的信息。脉冲宽度可能会增加，例如，由于雾状条件下的多次散射事件，因此区分这种从tia自身脉冲展宽的脉冲宽度是有价值的。限制脉冲宽度还能够增加给定时间段内脉冲串中的脉冲数量；这在使用平均技术来提高snr时很有用。
因此，有利的是，在很多情况下必须防止由大电流引起的tia的深度饱和，该tia导致高于tia的饱和阈值电压的电压，并且在很宽的输入电流幅度范围内保持脉冲宽度失真的量和变化很小。
图1a示出响应于激光脉冲产生的示例性的光电流iin的脉冲。光电流脉冲iin在tia的输入端产生一个输入电压vin，如果tia工作在其线性工作范围内，它将反映输入电流的形状。然而，tia的特征在于输入饱和电压阈值vsat,th，在此之上tia变为饱和。随着光电流iin的增加，tia输入电压vin进入“过饱和”区域，在该区域中，在脉冲结束时衰减的时间常数由反馈电阻器rf上的电阻器-电容器(rc)放电确定。电容c的值由(例如)apd的电容和系统的其他寄生电容决定。从图1b中可以明显看出，在tia的输入电压vin回到线性工作区(<vsat,th)之前，脉冲的宽度基本上变宽了。这将检测到的输出电压vout,sat的脉冲宽度增加了一个图1c中所示的量“脉冲宽度失真”，因此它不再像图1a中接收到的光电流脉冲iin的形状。因此，希望将tia输入处的输入电压vin限制为接近输入饱和电压阈值vsat,th的值。
根据本公开的一些实施方案，图2中示出的示意性电路图示出了响应于来自未示出的光源(例如激光)的接收到的光输入信号在输入处接收来自雪崩光电二极管(apd)的光电流iin生成的输入电压vin的跨阻放大器(tia)200。在放大器增益足够大的情况下，跨阻放大器的直流和低频增益可由方程(1)和(2)确定：
使得增益为
tia运算放大器的高增益保证光电二极管电流等于通过电阻rf的反馈电流。
根据本公开的一些实施方案，通过用二极管限制(削波)tia输入电压vin，可以减小脉宽失真或脉宽变宽，其中，在饱和电压vsat,th以下线性操作期间，剪切路径处于非活动状态，而不会显着增加噪音。例如，可以通过桥接tia的输入与肖特基或齐纳二极管(未示出)来限制tia的输入电压vin。然而，由于电流泄漏，即使当这些二极管在导通电压(其对于si结大约为0.7，对于ge结大约为0.3v)下工作时，由于电流泄漏，削波电压不能被选择为非常接近饱和阈值vsat,th。
通过二极管的正向电流由以下等式给出
其中
vd是二极管两端的施加电压
k是玻耳兹曼常数(1.38×10-23焦耳/开尔文)
t是以开尔文为单位的绝对温度
q是电子电荷(1.6×10-19库伦)
id是通过二极管的实际电流
is是扩散电流(取决于器件的常数)
所谓的热敏二极管电压vt在室温下为kt/q＝26mv。
从(等式3)可以明显看出，id随着vd呈指数增长并且对于si二极管甚至低于大约0.7v的带隙也是非零的。取决于具体应用，当二极管204上的正向偏置从二极管的带隙(或理论导通电压)减少了多倍的热电压vt时，通过图2中的二极管204的正向泄漏电流可被认为是可忽略的，例如大约为热电压vt的八倍，即大约8*26mv或大约200mv。
根据本公开的一些实施方案，如图2所示，可以通过将缓冲放大器202的输出连接到反偏二极管204来调节削波电压，该缓冲放大器202具有受外部控制电压vctrl控制的第一输入，该反偏二极管204又与tia的输入相连接。第二个(未示出的)输入可以连接到共模电压，例如接地。缓冲放大器可以被实现为电压跟随器。该二极管可以是例如具有大约0.7v的导通电压的si二极管。为了将输入电压vin限制在例如高于示例性饱和阈值vsat,th为2v的δv＝350mv的值，控制电压vctrl必须是1.85v。在tia的线性操作期间，当tia的输入电压vin低于2v的饱和阈值vsat,th时，图2中的二极管204基本上不导通，因为二极管上的电压为0.25v，并且输入电压vin仅由反馈电阻器rf确定。当vin超过2.35v时，二极管变为正向偏置，并且过量电流iin将被二极管204耗散。应该注意的是，δv＝350mv的值仅被选择为代表性示例，并且可以近似等于二极管的导通电压(对于si二极管为0.7v，对于ge二极管为0.3v)，优选二极管的导通电压的一半或二极管的热电压vt的倍数，例如200mv，其大约是vt的八倍，只要vin仍在tia的正常操作范围内即可。
由于二极管204必须能够耗散高于饱和阈值vsat,th的相对大的电流而不会导致vin的过度增加，所以二极管的正向电阻必须很小，这将需要大的二极管。但是，较大的二极管的电容量要比较小的二极管大得多，这反过来会增加图1b中控制rc放电时间的rc时间常数，从而降低带宽并增加tia噪声。
结合缓冲放大器202的二极管204对输入电压vin和输出电压vout以及伴随脉冲宽度的影响在图3中示意性地示出。其中图3a示出了三个不同的示例性输入电流电平iin_1、iin_2和iin_3，其中iin_1>iin_2>iin_3。在tia的输入端，光电流脉冲iin_1、iin_2和iin_3产生相应的电压vin_1、vin_2和vin_3，其中vin取决于输入电流iin，vin＝vctrl+0.7v+rdiode,int*iin，其中vctrl是施加到缓冲放大器202的控制电压，0.7v是si二极管的导通电压，rdiode,int是二极管204的内部正向电阻。当通过二极管204的电流变得可以忽略时，即在vin＝vctrl+vdiode(0)＝vctrl+0.7v时，由二极管204辅助的放电周期总是终止。电压vctrl+vdiode(0)比tia的饱和阈值电压vsat,th高出
vcc,apd表示apd的(正)电源电压。vcc指示图11中的esd的电源电压和缓冲放大器的tia(未明确示出)。vcc,apd通常比vcc大。
图3和图1的比较示出了通过二极管204放电大电流的好处，其减小了脉宽失真。将δv＝vctrl+vdiode(0)–vsat,th降至接近零所需的放电时间是脉宽失真的主要原因。希望使δv尽可能小。尽管理论上可以通过使δv变小来减小脉宽失真，但是通过二极管204的电流泄漏会不利地影响tia的正常操作，即，当选择vctrl使得vctrl+vdiode(0)最多只略高于vsat,th，(例如不超过二极管的导通电压，优选不超过二极管的导通电压的一半，或者不超过si二极管的热电压vt的倍数，例如8*vt＝200mv，只要vin仍在tia的正常工作范围内)。
尽管脉宽失真从图1中减少了二极管辅助削波的图3所示的结果，但δv到rf的放电时间常数可能在几十纳秒的量级上，对于一些仍然可能无法接受的长度应用。现在将描述自适应剪切，可以进一步减小脉宽失真。
根据本公开的一些实施方案，如图4所示，输入电压vin可以通过调节与外部施加的削波电压vclip相当的二极管404两端的电压来自适应地削波。图4的自适应削波电路与先前参考图2所描述的电路的不同之处在于，放大器402的反相输入不像图2那样被连接到固定的电位，诸如共模电压或接地，而是接收来自tia输入端的电压vin。
图4的自适应削波电路的操作如下：运算放大器402的输出电压与正输入端子(+)和负输入端子(－)之间的电压差通过增益因子成线性比例。理想的运算放大器具有无限增益、无限输入电阻和零输出电阻。假定无限增益的结果是，当输出电压在运算放大器的线性区域内时，正输入端子(+)处的电压总是等于负输入端子(-)处的电压。没有二极管404，图4的电路将是电压跟随器，其中由放大器402和二极管404形成的反馈回路总是驱动噪声412，使得vin＝vclip。当具有正向电压vf的二极管404插入到运算放大器402的输出和负输入端子(-)之间时，并且当削波电压vclip施加到正输入端子(+)时，由放大器402和二极管404形成的反馈回路在vin≤vclip时不能均衡vin到vclip。例如，如上所述，当
在高电流脉冲期间，vin被充电到vclip，在该点处，由放大器402和二极管404形成的反馈回路被激活并且调制二极管404的阴极，使得流经二极管404的电流防止vin进一步增加，以防止vin超过期望的削波电压vclip。利用图4的示例性自适应削波电路，可以将δv＝vclip-vsat,th设置为小于二极管404的实际温度相关软导通电压的值，而在正常操作期间不会导致通过二极管404的高泄漏电流，导致非常小的脉宽失真和更短的时间恢复到正常操作。这对于图2的二极管电路是不可能的，因为δv＝vctrl+vdiode(0)–vsat,th的较小值将导致二极管204上的大电压降以及在正常操作期间的相当大的泄漏电流。
根据本公开的一些实施方案，如图5所示，由二极管404提供的功能，即防止反馈环增加vin，也可以由晶体管504提供，例如开放极性pnp发射极跟随器或开源pmos(p型金属氧化物半导体场效应晶体管)源极跟随器，因为这些开放式发射极/开源级均可吸收电流并放电/降低vin，但无法给电流充电/增加vin。当vin超过时，反馈回路拉低电压，例如2.2v的示例值。如上所述，图4和图5所示的自适应削波电路的尺寸应适当，以处理大电流；然而，尺寸相关电容限制了响应时间。换句话说，自适应削波电路的环路带宽必须足够高，以便环路能够快速响应输入电流脉冲的上升沿，并防止vin达到危险电平。然而，由于在正常操作期间环路关闭，所以必须首先建立环路(唤醒阶段)，并且之后只能通过将vin降低到接近于vsat,th的期望电平来响应
实现更高“最大可容忍电流”的另一个问题是更高幅度的电流脉冲更快地将vin充电到vsat,th，从而需要更快的响应时间。
图6(a)至6(c)示意性地示出了不同的，特别是非常高的输入电流水平iin_1、iin_2、iin_3对在tia的输入处的输入电压vin_1、vin_2、vin_3的形状以及由tia产生的输出电压vout_1、vout_2、vout_3的影响。如上所述，自适应削波将电压vin限制在vclip接近饱和阈值vsat,th，与输入电流iin无关。由于vin被钳位的电压接近饱和阈值vsat,th，因此剩余的过电压δv＝vclip–vsat,th通过rf放电，时间常数τ＝rf*c。因此，tia的输出脉冲的脉冲宽度可以通过自适应削波来减小，以接近输入电流的宽度，以免输入电流过高，例如图6a中的示例性输入电流iin_3。
然而，图4和图5的削波电路在输入电流水平升高时的动态响应，例如图6a中的输入电流iin_1和iin_2会导致脉冲失真，这表现在图6b中的vin_2与vin_3相比变窄以及图6b中的vin_1的相位反转，在电流脉冲iin_1的下降沿处在vin_1处产生负电压毛刺。如果负电压毛刺足够强，则vin_1可能会降至共模电压以下，并在tia的输出端产生一个极性相反的脉冲，如图6c所示。
根据本公开的一些实施方案，如图7所示，自适应削波可以与二极管削波相结合，以下称为辅助自适应削波。辅助自适应削波为自适应削波电路增加了一条更快的替代电流路径，以便环路能够快速响应输入电流脉冲的上升沿，并防止vin达到不合需要的或危险的电平。
在辅助自适应削波的情况下，整体削波电路包括根据图2的第一二极管削波路径701，该第一二极管削波路径701首先作出响应并且以相对安全的电压将削波vin略高于vclip并由控制电压vctrl控制，因为二极管限幅具有仅由第一二极管限幅路径701中的二极管的传播时间确定的较短的响应时间。
之后，图7a中示出并且根据图5设计的自适应削波反馈回路702和图7b中示出并且根据图4设计的自适应削波反馈回路704分别唤醒并开始消散电流，因为它比非自适应削波电路的电压更低，如上所述。换句话说，非自适应第一二极管限幅路径701首先响应并且消散高输入电流的第一浪涌。此后，自适应削波反馈回路702或704分别唤醒，并且开始也消耗通过非自适应削波电路的电流，从而进一步降低输入电压(因为自适应削波反馈回路702、704在大于vsat,th的较低电压值处剪切)。在此过渡时段期间，通过自适应削波反馈回路702、704的电流增加，而通过非自适应削波路径701的电流减小。vin因此经由相应的自适应削波反馈回路702和704放电至大约vclip。
由于在开始时处理非常高的电流，即在自适应削波反馈回路702、704被激活之前，通过利用第一二极管削波路径701的二极管削波，自适应削波反馈回路702、704的器件可以变得更小，从而增加反馈回路的带宽。
根据本公开的一些实施例，通过限制流过图8a的电路802中的晶体管504的自适应削波电流或者类似地通过图8b的电路804中的二极管404，可以使自适应削波更稳健。为此，电流限流电阻rlim可以插入在tia200的输入端子与图8a所示的自适应削波电路802中的开放发射极pnp发射极跟随器或开源pmos源极跟随器504(在812)之间或者相应地在tia200的输入端子与图8b中所示的自适应削波电路804中的二极管的阳极(在812)之间。由于电阻rlim上的电压降，分别由自适应削波电路802中的pnp发射极跟随器或开源pmos源或自适应削波电路804中的二极管消耗的电流减小。
节点812和放大器402的(-)输入之间的自适应削波电路804中的反馈回路将节点812保持在削波电压vclip，当二极管是正向偏置时，即当vin>vclip时，从而允许vin初始时具有较高的电压vin＝vclip+rlim*idiode。当vin<vclip时，自适应削波电路804不起作用，因为二极管404然后反向偏置并阻止电流流动。自适应削波电路802以相同的方式操作。在自适应削波电路804的初始放电期间，当vin处于比rlim*idiode高的vclip电压时，当idiode变为零时vin接近vclip，通过自适应削波电路804结束放电。rlim用于在节点812处的电压与vin之间建立偏移。该偏移提供了对节点812充电(暂时拉高电压)的手段，并且因此给出反馈回路在通过rlim放电期间将节点812保持在vclip的能力。
示例性自适应削波电路804的操作在图9中示意性地示出。自适应削波电路804的反馈回路将节点812处的电压保持在vclip，而不管输入电流iin如何，而vin电压是高于vclip的rlim*idiode(图9a示出三个不同的输入电流电平iin_1>iin_2>iin_3)。当输入电流脉冲的幅度返回到零时，即在输入脉冲结束时，二极管404继续导通电流辅助vin以被放电。该辅助继续，直到通过二极管404的电流降至零，此时rlim上的电压降等于零。结果，二极管辅助相位始终在电压vclip处结束。一旦通过自适应削波电路804经由二极管404和电流限流电阻rlim消耗了过量电流，则剩余电流通过tia200的反馈电阻器rf被耗散。应该强调的是，因为节点814处的电压被拉低到低于vclip，与二极管404上的正向电压降相称，vclip和vsat,th之间的电压差δv可以保持为例如小于0.3-0.4v的值，例如0.1v，这比典型的si二极管404的0.7v的正向电压低得多。
上述讨论也适用于自适应削波电路802。在一些实施例中，虽然在图8中未示出，但电路可以进一步包括辅助自适应削波，例如，其中电路包括如图7所示的第一二极管限幅路径701。
在图8所示的例子中，
在没有电流限流电阻rlim的情况下，节点811和812之间的电压实际上会在特定输入电流电平之上反转极性(见图6b)，这意味着由于反馈回路不能立即起作用，因此vin将降至vclip以下。当vin<vclip时，vclip不能将节点811上拉到vclip，因为二极管404(或者相应地晶体管504)是反向偏置的。这种情况导致上述的相位反转。电流限流电阻rlim在由反馈感测的节点812与vin之间产生偏移。该偏移提供了对节点812充电的手段(临时上拉路径)，并因此给出反馈回路在放电期间将节点812保持在vclip的能力。
根据图10所示的本公开的一些实施例，可以在apd的阳极和tia200的输入之间的电流路径中插入电阻元件rd。在图10的实施例中，第一削波电路1004可以连接到tia200的输入端和电阻器rd的第一端子之间的连接点1012，并且第二削波电路1002可以连接到apd的阳极和电阻器rd的第二端子之间的连接点1010。第二削波电路1002被设计为处理在tia200的输入处具有较小电容负载的较大电流脉冲。在该结构中，第一限幅级1004的目的是将vin保持在期望的电压电平，使得tia可以正确操作，即尽可能接近tia的饱和阈值电压。由第一削波电路1004处理的最大电流受到电阻器rd的限制。尽管由第一削波电路1004的二极管d1的内部电阻引起的电压降仍然受到关注，如先前结合图2所讨论的那样，由第一削波电路1004提供的最大电流受到电阻器rd和第二削波电路1002的限制。由于这些宽松的电流处理要求，二极管d1现在可以具有小得多的尺寸，因为由于流经二极管d1的较小电流，其内部电阻将不太受关注。
通过二极管d1的电流将在电阻rd上产生电压降。由于这种电压降，假定例如vclip2被选择为等于vclip1，施加到二极管d2的电压将大于施加到二极管d1的电压。因此，即使两个二极管d1和d2的尺寸相同，通过二极管d2的电流也大于通过二极管d1的电流。结果，来自apd的较小部分电流由第一削波电路1004处理，而来自apd的较大剩余电流由第二削波电路1002处理。
虽然削波电路1002和1004分别被示出为具有与图2所示的具有缓冲器202和二极管204的电路基本上相同的结构，或者同样地图7的电路701，但是将理解的是，削波电路1002和1004也可以分别具有电路702和704(图7)或电路802和804(图8)的结构。
第二削波电路1002处理来自apd的大部分高输入电流。然而，因为apd的输出电压vapd不再影响tia的工作点，所以第二削波电路1002的二极管d2的电压相关内阻rd2,int并不真正受到关注。例如，即使当输出电压vapd非常高(例如5v)时，rd上的电压降也足够大，使得第一削波电路1004仅需要处理一小部分电流，并且能够保持vin接近或略高于tia工作范围内的vclip1+0.7v，即尽可能接近tia的饱和阈值电压。采用这种架构，d1和d2可以很小，但仍然可以处理大输入电流。
在削波电路1002和1004都被激活的高电流下，第一削波电路1004的电流iclip1,max可以计算为：
iclip1,max＝(vclip2-vclip1+iclip2*rd2,int)/(rd+rd1,int),
假设通过反馈电阻器rf的电流可以忽略不计。rd1,int是二极管d1的电压相关内阻，rd2,int是二极管d2的电压相关内阻。通过选择vclip2＝vclip1，通过d1的最大电流将被最小化。
图12示出了图10的电路的操作条件的示例场景。如上所述，vclip1和vclip2可以有利地选择为相同的，例如等于1.8v。假定apd提供500ma的光电流，二极管d1和d2的内部电阻在它们各自的工作点处为1ω，并且电阻元件rd的电阻被选择为18ω，则第一限幅级1004消耗的电流将是25ma并且由第二限幅阶段1002消耗的电流将是475ma。连接点1010处的电压然后是2.975v，而连接点1012处并且因此也在tia的输入处的电压是2.525v，这恰好在tia的正常操作范围内。增加rd放宽了第一削波电路1004的当前处理要求，但是增加了系统的噪声。
虽然图示的例子可能不符合实际优化的操作条件，但它表明它比只有单级削波电路要好得多。
根据图11中示出的本公开的一些实施例，图10的第一夹持级1002可以用通常已经包含在光电流检测电路中以提供esd保护的esd(静电放电)二极管1102代替，并且与apd并联连接。该电路等效于图10的电路，其中vclip2＝vcc<vcc,apd，并且在1002中不需要缓冲器。使用esd二极管作为第二削波级具有以下优点：由于esd二极管已经就位，所以在连接点1010处不引入额外的电容。但是，缺点是vclip2必须等于vcc，这会导致第一个剪裁结构中的最大电流更大。这个电流可以通过增加rd来减小，然而，增加rd会增加噪声的贡献。
脉冲色散的检测可以提供关于光学测距应用中的天气条件的信息，因为例如在诸如雾之类的水滴上发生多次散射。因此，由于反射激光脉冲的形状发生变化，因此天气条件可能是测距应用的重要参数。除了检测天气条件外，还需要散布信息来保持测距算法的准确性。
激光雷达电子元件中使用的元件通常价格低廉，因此这种技术对于大批量应用而言可能是有趣的。
根据一个实施例，包括apd的极性的电路的极性可以被反转，而不影响前述电路的性能或操作。
虽然已经参考lidar应用描述了实施例，但是应该理解，只要需要检测具有变化强度的光脉冲，例如在可能发生由大光脉冲引起的过载的光时域反射仪(otdr)中，就可以使用所描述和图示的电路。而且，当需要检测其他类型的电流脉冲时，可以使用所描述和说明的电路。
在附图中，输入电压vin的限幅或限制仅针对一个极性示出。要注意的是，可以通过提供还削减另一极性的削波电路来为两个极性提供削波。这可以容易地通过例如使用肖特基二极管来实现，所述肖特基二极管正向导通电流并阻止电流反向流动。这与例如在相反方向上使用的齐纳二极管形成对比。
应该注意的是，仅仅为了示例和教导的目的而提供了在此概述的所有规格、尺寸和关系(例如，处理器的数量、逻辑操作等)。在不脱离本公开的精神或所附权利要求的范围的情况下，这些信息可以有相当大的变化。这些规范仅适用于一个非限制性示例，因此它们应该被解释为这样。在前面的描述中，已经参照特定处理器和/或组件布置描述了示例性实施例。在不脱离所附权利要求的范围的情况下，可以对这样的实施例进行各种修改和改变。因此，说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的。
注意，利用这里提供的许多示例，交互可以用两个、三个、四个或更多个电子部件来描述。但是，这仅仅是为了清楚和示例的目的而完成的。应该意识到，系统可以以任何合适的方式进行合并。沿着相似的设计替代方案，图中所示的任何组件，模块和元件可以以各种可能的配置进行组合，所有这些都清楚地在本说明书的宽范围内。在某些情况下，通过仅引用有限数量的电气元件来描述给定流程集的一个或多个功能可能更容易。应该理解的是，附图及其教导的电路易于扩展并且可以容纳大量的部件以及更复杂/复杂的布置和配置。因此，所提供的示例不应该限制电路的范围或者禁止广泛的教导，因为电路可能被应用于无数其他体系结构。
还应该注意的是，在本说明书中，包括在“一个实施例”、“示例性实施例”、“实施例”、“另一实施例”、“一些实施例”、“各种实施例”、“其他实施例”、“替代实施例”等中的各种特征(例如，元件、结构、模块、组件、步骤、操作、特性等)旨在表示任何这样的特征被包括在本公开的一个或多个实施例中，但是可能或可能不一定组合在相同的实施例中。
还应该注意的是，与电路架构相关的功能仅示出了可以由图中所示的系统执行或在其内部执行的一些可能的电路架构功能。在适当的情况下，这些操作中的一些可以被删除或移除，或者在不脱离本公开的范围的情况下可以相当大地修改或改变这些操作。另外，这些操作的时间可能会有相当大的改变。为了举例和讨论的目的，提供了前面的操作流程。本文描述的实施例提供了实质的灵活性，因为在不脱离本公开的教导的情况下可以提供任何合适的布置、时间顺序、配置和定时机制。
本领域技术人员可以确定许多其他改变、替代、变化、变更和修改，并且本公开涵盖落入所附权利要求的范围内的所有这些改变、替换、变化、更改和修改。
注意，上面描述的设备和系统的所有可选特征也可以关于这里描述的方法或过程来实现，并且示例中的细节可以在一个或多个实施例中的任何地方使用。
在这些情况下(以上)中的“构件”可以包括(但不限于)使用本文讨论的任何合适的组件以及任何合适的软件、电路、集线器、计算机代码、逻辑、算法、硬件、控制器、接口、链接、总线、通讯路径等。