一种基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器的制作方法

本发明涉及检测仪器领域，更具体地说，涉及一种基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器。

背景技术：

交流阻抗仪测量方法一般采用一种小振幅的正弦波电位为扰动信号的电测量方法。由于以小振幅的电信号对体系进行扰动,一方面可避免对体系产生大的影响,另一方面也使得扰动与体系的响应之间近似呈线形关系,这就使得测量结果的数学处理变得简单。同时它又是一种频率域的测量方法,通过在很宽的频率范围内测量阻抗来研究电极系统,因而得到比其他常规的电化学方法更多的动力学信息及电极界面结构的信息。如果对系统施加一个正弦波电信号作为扰动信号，则相应地系统产生一个与扰动信号相同频率的响应信号。由不同的频率的响应信号与扰动信号之间的比值，可以得到不同频率下阻抗的模值与相位角。

阻抗检测方法原理如下：假设施加给电化学系统扰动的交流正弦电压为y，角频率ω，记为y(ω)，相应的交流正弦电流信号x，记为x(ω)，则电化学系统阻抗z表示为：

阻抗z反应的是电化学系统的电阻和电抗特性，其大小和系统的内部结构相关，还可以用于表示电化学体系的频域特性。阻抗z的复数表示形式为：

z(ω)＝z′(ω)+jz″(ω)

大多数交流阻抗测试仪正弦激励电压一般在40v一下，但有些特殊阻抗如水泥电阻，在初始水化过程中存在水离子状态电阻比较小约为100-300欧姆，但随着水泥固化变硬，阻抗阻值会变大到几千欧20k左右。

以应用于水泥水化电阻检测的非接触式阻抗测量仪为例，一般环电压在1v左右，水泥电阻变化范围从200欧姆到20k，因此对应得检测电流数值在50ua-5ma之间。弱小电流精确检测非常困难，特别是50ua级别的电流。现有普通电流传感器大都量程大都达不到ua级别，零磁通电流传感器由于供电电源纹波存在，要实现ua级别电流检测也非常困难，容易引入电源侧干扰。另外随着被测电流频率提高，在测量高频信号时零磁通电流传感器的动态跟踪算法处理速度更不上电流变换，测量高频信号误差较大，如1mhz。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术中非接触式阻抗测量仪中弱小电流检测精度差以及高频信号测量误差大的技术缺陷，提供一种基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器，包含一个主铁芯和一个副铁芯共两个相同的环形铁芯，这两个环形铁芯同轴叠置，二次线圈的其中一部分线圈一起穿过主铁芯和副铁芯，另一部分单独绕制在主铁芯上，在副铁芯上还单独绕有检测线圈，二次线圈的两端之间接有同向放大器/反向放大器，检测线圈的两端上连接有负载阻抗，检测时一次线圈同时穿过环形铁芯的内环并在一次线圈的两端输入检测激励电压，且这些线圈的匝数根据下述公式进行设定：

其中，nb为所述另一部分的线圈的匝数，nb2为检测线圈的匝数，n2为二次线圈的匝数。

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，主铁芯和副铁芯采用tdkn30微晶铁氧体制成。

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，一次线圈的匝数为1匝或者2匝。

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，一次线圈的输入电流n的大小根据下述公式所确定：

式中，n1为一次线圈的匝数，为二次线圈中的电流，根据同向放大器/反向放大器的放大倍数与电压输出所确定。

进一步地，在本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器中，

式中，zp表示所述负载阻抗的大小，z2表示所述二次线圈阻抗的大小。

实施本发明的基于无源零磁通的非接触式微弱电流检测传感器，具有以下有益效果：采用无源零磁通电流测量技术，将小电流的测量精度从普通线圈式电流传感器200ua分别率提高到50ua级别，且测量频率在高达1mhz时依旧就有很好的测量精度。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是电流互感器等效电路示意图；

图2是电流互感器的向量图；

图3是铁芯及线圈的示意图；

图4是无源零磁通电流互感器原理图；

图5是二次侧电流转电压电路原理图；

图6是不同频率下电阻实测值曲线图；

图7是不同频率下相角实测值曲线图。

具体实施方式

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

应用于水泥水化电阻检测的非接触式阻抗测量仪一般环电压在1v左右，水泥电阻变化范围从200欧姆到20k，因此对应得检测电流数值在50ua-5ma之间。弱小电流精确检测非常困难，特别是50ua级别的电流。

目前非接触式微小电流传感器主要有两种：一种采用有源零磁通传感器，比较适合工频电流测量，对于1khz-1mhz电流测量，由于采用闭环跟踪控制策略实现零磁通，其频率响应跟不上，达不到1khz以上造成效果非常差。另外一种采用普通环形电流器，通常采用以1j85坡莫合金为铁心的电流互感器，电流传感器匝数一般为100匝，取样电阻值为100k欧姆。这种方式的电流互感器在小电流检测时精度不高，易受外界环境干扰，噪声大，造成测量不准。坡莫合金铁芯的高频响应性能不太好，检测电流滞后实际测量电流的相角随着频率升高变大，数值也不固定。

普通小电流互感器是一种进行能量转换和电流变换的升压变压器。变压器的铁芯形状大多选择环形，一次侧绕一匝或者数匝线圈(待测电流)，二次侧绕组线圈匝数较多。假定一次侧通入的电流信号为二次侧产生感应电流为一次侧、二次侧的线圈匝数分别为n1、n2。通常为外界给定，可认为是固定值。当流过一次侧绕组，会在环形铁芯中生成频率大小一样的交变磁通φ1，φ1同时穿过一次侧和二次侧线圈。当磁通φ1与二次线圈绕组交链时，由于磁通不断产生变化，会在二次绕组中感应出相应的电动势，从而产生感应电流。感应电动势又在环形铁芯中产生变化的磁通φ2，且φ2的方向和φ1相反。磁通φ1和φ2在环形铁芯中相互作用，最终形成励磁磁通φe，φe的磁通量一般只有φ1的百分之几。励磁磁通也是电流互感器的主磁通。

励磁磁通φe会分别穿过一次侧和二次侧绕组，绕组会同时产生感应电动势和由于穿过每匝线圈的磁通量相同，每匝线圈都会有大小一样的电动势。电流互感器在理想的情况下，一次侧电流将全部转换到二次侧，不产生能量损失。一次侧绕组的磁动势n1和二次侧绕组的磁动势n2大小相等，方向相反。理想电流互感器的磁动势平衡方程为：

电流互感器在实际工作中，为了在二次侧可以产生感应电动势，就必须将一部分磁动势用于铁芯励磁和功率损耗。此时磁动势平衡方程为：

式中的为励磁电流。

电流互感器的一次回路和二次回路是分开的，为了方便分析二者之间的联系，通常采用等效电路的形式来分析。图1为电流互感器的等效t型电路示意图。

图1中电流是电流转换到一次侧的等效电流值，z1、zm分别是一次侧的阻抗值和励磁阻抗值，z'2和z'l分别是二次侧内阻抗和负载换算到一次侧的等效阻抗值。

的折算公式为：

电流互感器的一次侧与二次侧电流关系为：

因此只有励磁电流在铁芯中生成励磁磁通，电流互感器才能进行能量传递。电流互感器的二次侧电流的大小与一次侧电流和互感器的结构参数有关，与电流互感器外接的负载阻抗大小无关。

电流互感器在实际工作中，由于铁芯的励磁电流存在，使得一次侧的能量在往二次侧传递过程中必然会有一定的损失，从而使得电流互感器产生误差，且这种误差必然存在。gb1208-2006中电流互感器的误差用比值误差(比差)和相位误差(角差)来描述，其定义分别如下：

比差：电流互感器二次侧的实际电流与额定电流大小不相等产生的，比差的表示方法是用百分比表示：

式中，k是二次侧绕组n2与一次侧绕组n1的额定变比。

角差：角差为一次侧电流与实际二次侧电流之间的相位差，其方向是以理想互感器的相位为基准的，角差的单位可用分(ˊ)或者弧度表示。

电流互感器的向量图如图2所示。向量图的参考方向是以二次侧电流的方向为基准，u2是二次侧负载阻抗的电压，是负载的阻抗角。α是二次侧感应电动势和二次侧电流之间的夹角。二次侧感应电动势和磁通的夹角为90度。磁通密度与励磁磁动势的夹角是ψ，ψ为铁芯损耗角。δ是n1和n2之间的夹角。

从向量图中看出，比差的表达式为：

又由式(2.5)可得：

δ通常很小，电流互感器的角差可定义为：

从上中可知，电流互感器的比差和角差的大小均和励磁电流有关，这和之前理论分析的结论是一致的，励磁电流产生一定的能量损耗，使得二次侧电流实际值小于理论值，由此产生比差和角差。

根据电流互感器的理论，励磁电流产生的磁通和二次感应电动势的关系如下：

其中e2＝i2z2，z2为二次侧内阻和负载的总阻抗值。设磁场强度h为有效值、磁通密度b为幅值，可知

i0n1＝hlc

式中μ是铁芯的磁导率，lc为平均磁路长度，s是铁芯的有效横截面积。

重写电流互感器的误差公式：

从误差公式中可以看出，电流互感器的比差和角差与二次侧线圈匝数、铁芯横截面积以及二次侧负载均相关。当电流互感器的二次侧匝数越多，比差和角差会越小；当二次侧负载越大，比差和角差越大。同时，电流互感器的铁芯的磁导率、横截面积大小等也能影响电流互感器的比差和角差。在电流互感器设计中，基于电流互感器比差和角差补偿原则，通过改变以上有关参数，实现电流互感器误差补偿。但是在实际应用中，需要考虑实际可操作性和经济性。特别是在对电流互感器体积有要求的场合，选择更好的磁导率材料和增加铁芯的横截面积的方法将受到限制。通过现有的误差补偿技术和方法，可实现电流互感器误差补偿。

本发明的设计方案：

参考图3，其为铁芯及线圈的示意图，其中一次线圈为示出，检测时一次线圈同时穿过环形铁芯的内环并在一次线圈的两端输入检测激励电压。本发明设计出的无源零磁通的非接触式小电流传感器，采用双极磁势补偿方法由两个相同的环形铁芯组成，可表示为主铁芯ⅰ和副铁芯ⅱ，二次线圈n2一起穿过主铁芯和副铁芯，在主铁芯上单独绕制一部分形成一个检测绕组nb，副铁芯上绕制一定匝数的补偿绕组nb2，补偿绕组外接一个电动势，具体实现方法参考下述。

当没有补偿绕组存在时，励磁电流将由两个铁芯平均承担。当补偿电阻外接的电动势产生相应的补偿电流，主铁芯和副铁芯的磁势将重新达到平衡，励磁电流将不再是由主铁芯ⅰ和副铁芯ⅱ平均承担。通过调整阻抗的大小，使得励磁电流完全由副铁芯承担，而主铁芯呈现一种近似于“零磁通”的状态。

其具体原理如图4所示。

在辅助互感器的检测线圈上接负载阻抗，那么线圈nb2就起到了外接补偿电动势的作用。二次线圈n2在两个铁芯上一起绕制，但是在主铁芯多绕制nb匝。两个电流互感器的磁动势表达式分别为：

式中，和是主互感器和辅助副互感器对应的励磁电流。两式联立可得：

设计中考虑选择适当的参数，n1可忽略，由此可得：

补偿前的主、辅互感器的二次侧感应电动势表达式分别为：

是辅助互感器作用到主互感器的电动势，由此可得：

整理可得：

主互感器补偿后的二次电动势则是由和共同提供：

同样，辅助互感器的励磁电流很小，如果忽略n1，则有：

当时，则主互感器呈现零磁通的状态。令：

当时，主互感器的负载阻抗和辅助互感器的负载阻抗相等即可满足零磁通的条件。

本发明设计第二项特征：双铁芯绕组匝数选取以及相应电流放大电路设计。这里

通过前面分析从比差和角差的公式可知，设计的电流互感器应尽量增大二次侧绕组匝数以减小误差。但二次侧绕组增大的同时，二次侧电流信号会不断的变小，甚至当绕组匝数过大时，互感器输出的电流信号被电磁干扰和噪声所淹没。本发明设计的无源零磁通的非接触式小电流传感器由于检测电流信号很小(50ua-50ma)，通过大量实验选择当时，电流检测信号最好。

电流互感器的电流输出信号需要通过负载转换成电压信号。根据前面推导的误差公式(1)和(2)，比差和角差与二次侧的阻抗成正比，设计时应尽可能的减小二次侧阻抗。二次侧绕组的阻抗由线圈的材质和长度决定，通常很难进行改变，因此只能通过减小外接的负载来减小电流互感器的误差。负载大小和电压输出信号成正比，负载过小又导致电压输出信号过小。本发明设计中，采取电路运放补偿方法，在负载很小的情况下，增大输出电压。其原理图5所示。

图5中，电流互感器二次侧接入一个典型的同向运算放大电路，电阻r2是反馈电阻，电阻r1相当于电流互感器外接的负载电阻，负载电阻尽可能取小。根据运放的工作原理，电压输出的计算公式为：

输出电压大小可以通过改变反馈电阻的阻值来改变，这样就可以在不增加二次侧负载的情况下，增大转换电压的输出。本发明设计参数r1＝50欧姆，r2＝1k欧姆。

通过采集u0的大小，可以得到i2的大小，然后通过下述公式即可得到

在得到后，再通过激励的电压除以后即可得到阻抗。

本发明设计第三项特征：铁芯采用最新型的微晶铁芯材料，相比坡莫合金铁芯，高频性能要好得多。大量实验对比测试表明：当被测信号频率超过10k坡莫合金线圈测量信号的角差会有明显的变大。本发明采用tdkn30微晶铁氧体，材料mnzen30磁导率ui4300(al电感系数,即6200nh)最优工作频率10khz-400khz。在1k-200k角差性能非常稳定。

实测阻值和相角数据如表1、表2、表3和表4所示。

将不同频率下实际测得的电阻值和相角进行曲线绘制，如图6、图7所示。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。