基于有源正交混频器的KIDs探测器噪声测试电路及测试方法与流程

本发明涉及一种基于有源正交混频器的kids探测器噪声测试电路及测试方法，属于太赫兹/光学技术研究领域。

背景技术：

超导动态电感探测器(kineticinductancedetectors,kids)是一种新型低温高灵敏度探测器，可用于从毫米波到太赫兹、光学/紫外、x射线、γ频段的目标成像观测。kids探测器核心电路主要由光子信号接收器和微波谐振器两个部分组成，根据kids工作原理，当外部射频信号辐照kids探测器，接收器接受光子能量后发生超导库珀对破裂的现象，将导致微波谐振器的动态电阻和动态电感的变化，从而引起了微波谐振器特性(q因子、幅度、相位等)变化。通过读出电路获取微波谐振器的(幅度或相位)变化信息，即可间接探测到入射光子信号的信息特征。由于kids探测器微波谐振器可实现超过10⁴以上的高q值设计，使得在一根单一的传输线上有可能耦合多个(>1000)具有不同谐振频率的kids探测器成为可能。若采用梳状信号发生器在传输线上外加与kids探测器阵列单元的谐振频率一一对应的激励信号，通过频分复用fdm(frequencydivisionmultiplexing)技术，即可同时读取kids探测器阵列所有输出信号。

噪声，尤其是相位噪声，是表征kids探测器性能和计算系统灵敏度的主要参数之一。目前一般的kids噪声测量硬件系统一般多采用微波无源正交混频器，结合低噪声放大器、功分器、可调衰减器、固定衰减器、带通滤波器、低通滤波器等辅助电路模块，通过同差混频(homodyne)的方式实现对噪声的测量，对两路正交中频输出信号的数据进行处理即可同时获得相位噪声和幅度噪声。但无源正交混频器的两路正交中频输出端一般存在幅度和相位不平衡现象，且具体数值随频率发生变化的问题，这使得正交混频器的校准成为一个繁复而且要求颇高的过程。此外，微波无源正交混频器需要较大的本振激励电平。这一方面对频综源的输出功率电平提出了较高要求，另一方面也使得中频输出端存在寄生较大的直流偏压，限制了直流放大的倍数和模-数变换采样电路的动态范围。

技术实现要素：

基于现有技术存在缺陷，本发明提供了一种可以改善现有技术不足的，基于有源正交混频器的kids探测器噪声测试电路及测试方法。

本发明提供的实现上述目的的技术方案为：

一种基于有源正交混频器的kids探测器噪声测试电路，其特征在于，包括频综源、定向耦合器、kids探测器读出电路模块、可调移相器、有源混频电路模块、滤波电路模块、数据采集卡与控制计算机；

所述频综源的输出信号通过定向耦合器分为两路，所述定向耦合器的两路输出端分别与kids探测器读出电路模块的读出信号输入端、可调移相器的输入端连接；所述kids探测器读出电路模块的读出信号输出端与有源混频电路模块的射频信号输入端连接，可调移相器的输出端与有源混频电路模块的本振信号输入端连接；而有源混频电路模块的两路中频信号输出端则通过滤波电路模块与数据采集卡连接；所述数据采集卡的信号输出端与所述控制计算机的信号输入端连接，控制计算机的信号输出端与频综源的控制信号输入端连接；

所述kids探测器读出电路模块包括设置在读出信号输入端的第一可调衰减器，设置在读出信号输出端的第二可调衰减器，所述第一可调衰减器的输出端通过第一隔直器与第一低温衰减器的输入端连接，第一低温衰减器的输出端通过第二隔直器与第二低温衰减器的输入端相连，第二低温衰减器输出端与安装在样品盒内的kids探测器芯片的输入端相连，kids探测器芯片的输出端与低温低噪声放大器的输入端连接，所述低温低噪声放大器的输出端与第三低温衰减器的输入端连接，所述第三低温衰减器的输出端与常温低噪声放大器的输入端相连，常温低噪声放大器的输入端端通过第三隔直器与第二可调衰减器连接；所述第一、第二可调衰减器，第一、第三隔直器和常温低噪声放大器处于常温环境中，所述第一、第二、第三低温衰减器，第二隔直器，低温低噪声放大器与探测器芯片设置在低温杜瓦装置内，且所述第二隔直器为双隔离隔直器；

所述有源混频电路模块包括两个吉尔伯特双平衡混频器和一个多相正交分路器，进入有源混频电路模块的射频信号通过第一宽带巴伦转换为差分信号后，分为两路进入两个吉尔伯特双平衡混频器；进入有源混频电路模块的本振信号通过第二宽带巴伦转换为差分信号后，通过所述多相正交分路器被均分为两路相位相差90°的等幅信号，然后分别进入两个吉尔伯特双平衡混频器，两个吉尔伯特双平衡混频器输出的差分信号则分别通过仪表放大器转换成单端口信号后，作为有源混频电路模块的中频信号输出；

所述滤波电路模块设有两个低通滤波器，与有源混频电路模块的两仪表放大器一一对应连接，有源混频电路模块的两路中频信号经低通滤波器处理后发送至所述数据采集卡，所述低通滤波器的截止频率为低于1mhz。

在上述方案的基础上，进一步改进或优选的方案还包括：

在kids探测器读出电路模块中，所述第一、第二可调衰减器的可调范围值为0～62db，所述常温低噪声放大器、低温低噪声放大器均为+40db放大器，所述第一低温衰减器为10db衰减器，第二低温衰减器为20db衰减器，第三低温衰减器为3db衰减器。

所述常温低噪声放大器为噪声系数不高于5db的低噪声放大器，所述低温低噪声放大器为噪声温度不高于20k的低噪声放大器。

一种基于如上所述测试电路的kids探测器噪声测试方法，其特征在于，包括以下步骤：

(一)将待测的kids探测器芯片安装到kids探测器读出电路模块的样品盒内，安装好测试电路后，将kids探测器读出电路模块输入、输出端的第一、第二可调衰减器的衰减量调至最大，开启所述低温低噪声放大器、常温低噪声放大器、仪表放大器的直流供电电源；

(二)通过控制计算机设置频综源，将频综源的频率精确设置到kids探测器芯片谐振器的中心频率处，将频综源的功率电平设置在0dbm，随后开启频综源的功率输出；

(三)通过控制计算机开启数据采集卡，使其保持采样频率不高于1khz的低速采样状态，并将所得直流数据实时显示在控制计算机的屏幕上，并记录为i、q两个正交中频信号输出的基准电压vi0、vq0，其中，中频信号i为基准信号，中频信号q为与其相位相差90°的正交信号；

(四)根据对所测kids探测器芯片的先验知识，设置第一可调衰减器的衰减量，使进入kids芯片的读出信号处于最优电平；设置第二可调衰减器的衰减量，在保证常温低噪声放大器处于线性工作区以及混频器处于基波混频区的前提下，使kids探测器读出电路模块的链路增益最大；

调节所述可调移相器，直至i、q两个正交中频信号的幅度大小相同，记录此时两路中频信号i、q输出电压的直流值vi1、vq1；

锚定待测噪声信号的特征矢量，将vi1、vq1和步骤(三)获得的vi0、vq0带入公式(1)、公式(2)，计算所述特征矢量的幅度vm和相位θ：

θ＝tan^-1((vi1-vi0)/(vq1-vq0))(2)

(五)将数据采集卡调节为采样频率不低于1mhz的高速采集状态，连续采集一段时间的数据vin(t)和vqn(t)，所述vin(t)和vqn(t)分别为两路中频信号输出电压的时间函数值，t为采样时刻；

(六)将vio、vqo、vm、θ、vin(t)、vqn(t)带入公式(3)和公式(4)，利用公式(3)、公式(4)对步骤(五)获得的数据进行处理，获得分解成幅度和相位两个矢量方向的噪声信号的时域数据；

m(t)＝[(vin(t)-vio)cosθ+(vqn(t)-vq0)sinθ]/vm(3)

φ(t)＝[-(vin(t)-vi0)sinθ+(vqn(t)-vq0)cosθ]/vm(4)。

(七)通过计算机数据处理程序对所述噪声信号的时域数据进行功率谱估计，得到所述kids探测器芯片噪声信号的频域数据。

所述步骤(五)的采样时间不低于10s。

有益效果：

1)本发明提供了一种以宽带吉尔伯特双平衡有源正交混频电路结构为核心模块的测试电路，可完成对kids探测器芯片的噪声测试工作。吉尔伯特有源正交混频器采用差分形式作为输出/输入端口，有效降低了共模噪声干扰。并且该种类型正交混频器具有非常优秀的幅度/相位平衡度和端口隔离度，中频输出端口产生的寄生直流偏压非常微弱。因而能精准的进行噪声测量，且无需再对混频器进行单独校准，简化了测量过程。

2)由于吉尔伯特混频器具有变频增益，后继的直流放大器的放大倍数明显减小，对提高电路系统的动态范围也有所裨益。此外，该类型有源混频器采用外部输入的直流电压提供工作点偏置，对本振激励功率的要求也显著降低。

3)采用仪表放大器作为将吉尔伯特双平衡混频器的差分式中频输出信号转换成单端式中频输出信号的主要器件，在本发明测试电路中可提供适当的电压放大增益以及混频器中频输出端与模-数变换器之间的缓冲隔离，并保证输出电压总是正值(相对于工作电压)，因此采用单极性电压即可以正常工作。

附图说明

图1为基于有源正交混频器的kids探测器噪声测试电路的结构示意图；

图2为有源混频电路模块的结构示意图；

图3为kids探测器读出电路模块的结构示意图。

具体实施方式

为了阐明本发明的技术方案，下面结合附图与具体实施对本发明做进一步的介绍。

如图1所示，一种基于有源正交混频器的kids探测器噪声测试电路，包括频综源1、定向耦合器2、kids探测器读出电路模块3、可调移相器4、有源混频电路模块5、滤波电路模块、数据采集卡8与控制计算机等组成部分，其主要功能是实现对kids探测器芯片的幅度和相位噪声测量。

所述频综源1的信号输出端与定向耦合器2连接，通过定向耦合器2将其输出信号分为两路，所述定向耦合器2的两个输出端分别与kids探测器读出电路模块3的信号输入端、可调移相器4的输入端连接。所述kids探测器读出电路模块3的信号输出端与有源混频电路模块5的射频信号输入端连接，可调移相器4的输出端与有源混频电路模块5的本振信号输入端连接；而有源混频电路模块5的两路中频信号输出端则通过滤波电路模块与数据采集卡8连接；所述数据采集卡8的信号输出端与所述控制计算机的信号输入端连接，控制计算机的信号输出端与频综源1的控制信号输入端连接。

本实施例中，所述频综源1优选采用频率可精细调节的高稳定度频率综合器，为kids探测器芯片提供激励信号和为有源混频器模块5提供本振信号。

如图3所示，所述kids探测器读出电路模块3包括设置在读出信号输入端的第一可调衰减器301，设置在读出信号输出端的第二可调衰减器310。所述第一可调衰减器301的输入端与所述定向耦合器2的一路信号输出端连接，第一可调衰减器301的输出端通过第一隔直器302与第一低温衰减器303的输入端连接，第一低温衰减器303的输出端通过第二隔直器304与第二低温衰减器305的输入端相连，第二低温衰减器305输出端与安装在样品盒内的kids探测器芯片的输入端相连，kids探测器芯片的输出端与低温低噪声放大器306的输入端连接，所述低温低噪声放大器306的输出端与第三低温衰减器307的输入端连接，所述第三低温衰减器307的输出端与常温低噪声放大器308的输入端相连，常温低噪声放大器308的输入端通过第三隔直器309与第二可调衰减器310连接，所述第二可调衰减器310的输出端与有源混频电路模块5的射频信号输入端连接。kids探测器读出电路模块3通过隔直器实现不同冷级之间的热隔离；通过低温衰减器降低杜瓦外常温热噪声对超导kids探测器核心芯片的影响；通过低温低噪声放大器和常温低噪声放大器提供信号功率放大；通过射频输入端和输出端的可调衰减器，便于将输入电平和输出电平调节到适当的电平。

本实施例中，所述第一可调衰减器、第二可调衰减器、第一隔直器、第三隔直器和常温低噪声放大器308处于约300k的常温环境中，所述第一低温衰减器、第二低温衰减器、第三低温衰减器、第二隔直器304、低温低噪声放大器306、探测器芯片则设置在4.2k左右的低温杜瓦装置内。所述第一低温衰减器303的衰减量设为10db，第二低温衰减器305的衰减量为20db，第三低温衰减器307的衰减量为3db。所述低温低噪声放大器306，常温低噪声放大器308均采用+40db增益的单元模块放大器或级联放大器。所述第二隔直器304采用双隔离隔直器，所述第一、第二可调衰减器的衰减可调范围为0～62db。所述常温低噪声放大器308的噪声系数不高于5db，最好是不高于3db，所述低温低噪声放大器的噪声温度为不高于20k(开尔文)。

如图2所示，所述有源混频电路模块5设有第一吉尔伯特双平衡混频器503、第二吉尔伯特双平衡混频器504、第一宽带巴伦501、第二宽带巴伦502、多相正交分路器与第一仪表放大器505、第二仪表放大器50。进入有源混频电路模块5的射频信号通过第一宽带巴伦501转换为差分信号后，分为两路进入两个吉尔伯特双平衡混频器。进入有源混频电路模块5的本振信号通过第二宽带巴伦502转换为差分信号后，通过所述多相正交分路器被均分为两路相位相差90°的等幅信号，然后再分别进入两个吉尔伯特双平衡混频器，设进入第一吉尔伯特双平衡混频器503的为基准信号，进入第二吉尔伯特双平衡混频器504的正交信号。第一吉尔伯特双平衡混频器503与第一仪表放大器505连接，通过第一仪表放大器505将其输出的差分信号转换成单端口信号后，作为有源混频电路模块5的一路中频信号输出，设为i；第二吉尔伯特双平衡混频器504与第二仪表放大器506连接，通过第二仪表放大器506将其输出的差分信号转换成单端口信号后，作为有源混频电路模块5的另一路中频信号输出，设为q。两路中频信号通过仪表放大器的放大电路完成差分信号到单端信号的转换，并且可提供一定的电压增益以方便后续高速数据采集卡的采集。有源混频电路模块5中，混频器各个内部端口都采用了差分形式作为输出/输入端口，这种差分形式有效的保证了电路的对称性，并降低共模噪声干扰。由于大多数微波信号源和仍采用单端口形式，因此采用了宽带巴伦作为实现将本振/射频端口内外部电路之间进行单端-差分转换的器件。而中频输出信号变换成单端形式以后，所需要的模-数转换器数目也可以减半。

所述有源混频电路模块5的本振端口前串联了一个宽带同轴可调移相器4，其作用是改变本振信号和射频信号的之间的相对相位差，从而调整有源混频电路模块5两路正交中频输出信号的幅度大小，以减小寄生直流偏压对测试结果的影响。本实施例的数据采集过程中，两路中频输出的寄生直流偏压小于10mv，且由于吉尔伯特双平衡混频器和多相正交分路器目前多采用成熟的微电子工艺制成微波集成电路芯片，由其结构的对称性和成熟微电子工艺的高精度加工提供保证，可以实现两路中频输出的幅度误差小于0.1dbc，正交相位误差小于1°，因此可以认为吉尔伯特双平衡混频器在本申请方案中接近理想的正交混频器，不再需要对混频器本身进行专门的校准过程。同时，在本实施例中，吉尔伯特双平衡混频器所需的本振激励电平控制在0dbm左右即可，相比之下，传统同差混频相位噪声测量方案中的无源正交混频器所需电平至少大于13dbm，本发明频综源的频综功率电平可降低一个量级。

所述滤波电路模块设有第一低通滤波器6和第二低通滤波器7，分别与第一、第二仪表放大器连接，有源混频电路模块5的两路中频信号经低通滤波器处理后发送至所述数据采集卡8，混频电路模块5中频输出的信号为准直流相位噪声信号，所需低通滤波器的截止频率低于1mhz，可以采用lc表贴元件自行设计差分无源低通滤波器，也可以选用合适的有源滤波器集成电路芯片。

所述数据采集卡8选用数据采集频率达到1mhz以上，精度在16bit以上的高精度数据采集卡，来实现高信噪比的信号采集，提高相位噪声测量精度。

本发明测试电路还包括一台控制计算机(未图示)，所述控制计算机的功能主要是实现对频综源1(频率综合器)和数据采集卡8的控制，以及对kids探测器芯片噪声性能测量的数据处理等。

一种基于如上所述测试电路的kids探测器噪声测试方法，包括以下步骤：

(一)将待测的kids探测器芯片安装到kids探测器读出电路模块3的样品盒内，安装好测试电路后，将kids探测器读出电路模块3输入、输出端的第一、第二可调衰减器的衰减量调至最大，以避免低噪声放大器的初始激励电平过大而饱和或者损毁；然后开启所述低温低噪声放大器、常温低噪声放大器、仪表放大器的直流供电电源；

(二)通过控制计算机设置频综源，将频综源的频率精确设置到kids探测器芯片谐振器的中心频率处，将频综源的功率电平设置在0dbm，随后开启频综源1，进行功率输出；

(三)通过控制计算机开启数据采集卡，使其保持采样频率不高于1khz的低速采样状态，并将所得直流数据实时显示在控制计算机的屏幕上，并记录为i、q两个正交中频信号输出的基准电压vi0、vq0，其中，中频信号i为基准信号，中频信号q为与其相位相差90°的正交信号；

(四)根据对所测kids探测器芯片的先验知识，设置第一可调衰减器的衰减量，使进入kids芯片的读出信号处于最优电平；设置第二可调衰减器的衰减量，在保证常温低噪声放大器处于线性工作区以及混频器处于基波混频区的前提下，使kids探测器读出电路模块的链路增益最大；

调节所述可调移相器，直至i、q两个正交中频信号的幅度大小基本相同，记录此时两路中频信号i、q输出电压的直流值vi1、vq1；

锚定待测噪声信号的特征矢量，将vi1、vq1和步骤(三)获得的vi0、vq0带入公式(1)、公式(2)，计算所述特征矢量的幅度vm和相位θ：

θ＝tan^-1((vi1-vi0)/(vq1-vq0))(2)

(五)将数据采集卡调节为采样频率不低于1mhz的高速采集状态，连续采集10s以上的数据vin(t)和vqn(t)，所述vin(t)和vqn(t)分别为两路中频信号输出电压的时间函数值，t为采样时刻；

(六)将vi0、vq0、vm、θ、vin(t)、vqn(t)带入公式(3)和公式(4)，利用公式(3)、公式(4)对步骤(五)获得的数据进行处理，获得分解成幅度和相位两个矢量方向的噪声信号的时域数据；

m(t)＝[(vin(t)-vi0)cosθ+(vqn(t)-vq0)sinθ]/vm(3)

φ(t)＝[-(vin(t)-vi0)sinθ+(vqn(t)-vq0)cosθ]/vm(4)

(七)通过计算机数据处理程序对所述噪声信号的时域数据进行功率谱估计，得到所述kids探测器芯片噪声信号的频域数据。

上述步骤(四)中，将两路正交中频输出调成同样大小，有助于有效利用数据采集卡的比特位，并将寄生直流偏压对测试结果的影响减少到最小。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，本发明要求保护范围由所附的权利要求书、说明书及其等效物界定。