前置放大器、像素单元电路和像素阵列探测器的制作方法

本公开涉及核探测技术和核电子学领域。具体而言，涉及一种前置放大器、像素单元电路和像素阵列探测器。

背景技术：

随着同步辐射装置的不断进步，对探测器装置的成像要求越来越高。在同步辐射各种实验中广泛应用的探测器是二维像素阵列探测器，通过半导体探测单元(如硅光二极管等)阵列与电子学专用集成电路芯片通过铟球倒装焊封装为一体构成。探测器的飞速进步推动了同步辐射装置的快速发展。

目前，计数型像素阵列探测器是小角散射、时间分辨等同步辐射实验中使用的主流探测器。计数型像素阵列探测器的单像素计数率最高为10⁷counts/s、读出帧率最高约为1khz。应用于同步辐射小角散射实验时，由于计数率不够，为了获得较大角度范围内的散射信息，通常需要通过衰减光强或缩短曝光时间来屏蔽掉一定角度范围内的信号，以保证探测器不饱和，这会大大增加高角度区域数据的统计误差，降低小角散射的数据质量。当计数型像素阵列探测器应用于时间分辨实验时，受读出帧率限制，只能开展毫秒级以上的原位动态观测，无法实现更快的原位动态实验。

积分型像素阵列探测器是对一段积分时间内的所有光子信号进行处理，使用复位开关对像素单元电路中的积分电容进行直接复位，复位时间快。与计数型像素阵列探测器相比，积分型像素阵列探测器具有非常明显的等效计数率及读出帧率的优势，即不仅同时具有大动态范围及高读出帧率的特性，而且可以获得非常高的等效计数率，其在小角散射、时间分辨等同步辐射实验中的应用，必将推动同步辐射新的实验方法的发展。

现有的积分型像素阵列探测器，由于探测器自身的传感器暗电流、读出电路自身失调电压等，会引起积分型像素阵列探测器的失调，为了获得高性能的积分型像素阵列探测器，需要提供一种像素单元电路在消除失调的同时来提高积分型像素阵列探测器的等效计数率及读出帧率。

因此，需要一种新的前置放大器、像素单元电路和像素阵列探测器，用于提高探测器的等效计数率及读出帧率，并且消除探测器中各像素之间的失调，以达到同时提高探测效率与成像质量的目的。

需要说明的是，在上述背景技术部分发明的部分仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。

技术实现要素：

本公开实施例的目的在于提供一种前置放大器、像素单元电路和像素阵列探测器，进而至少在一定程度上消除探测器中各像素之间的失调，同时提高探测效率与成像质量。

根据本公开的一个方面，提供一种像素单元电路，包括：前置放大器，用于接收电流信号，对所述电流信号进行积分从而转换为第一电压信号，对所述电流信号进行增益控制从而得到增益信号，输出所述第一电压信号以及所述增益信号。

采样电路器，用于接收所述第一电压信号，对所述第一电压信号进行采样输出第二电压信号。

模拟数字转换器，用于接收所述第二电压信号，将所述第二电压信号转换为数字信号，输出所述数字信号。

像素数字器，用于接收所述增益信号以及所述数字信号，根据所述像素数字器实现所述数字信号以及所述增益信号的转换，得到第一修调信号，并输出所述第一修调信号。

在本公开的一种示例性实施例中，基于前述方案，所述前置放大器包括：运算放大器，包括输入端和输出端，用于通过所述运算放大器的输入端接收所述电流信号，对所述电流信号进行积分并放大从而转换为第一电压信号，通过所述运算放大器的输出端输出所述第一电压信号。

初始电容，包括第一端和第二端，所述初始电容的第一端与所述运算放大器的输入端连接，所述初始电容的第二端与所述运算放大器的输出端连接。

暗电流修调电路，连接到所述运算放大器的输入端，所述暗电流修调电路用于接收所述前置放大器的失调电压，实现所述前置放大器的暗电流修调。

在本公开的一种示例性实施例中，基于前述方案，所述暗电流修调电路包括：

数模转换器，所述数模转换器用于接收所述第一修调信号，并根据所述第一修调信号输出不同的参考电压。

第三控制开关，所述第三控制开关包括第一端和第二端，所述第三控制开关的第一端与所述数模转换器的输出端相连。

第四控制开关，所述第四控制开关包括第一端和第二端，所述第四控制开关的第一端与所述数模转换器的输出端相连。

修调电容ccorrect，所述修调电容包括输入端和输出端，所述修调电容ccorrect的输入端接收所述电流信号，所述修调电容ccorrect的输出端与第三控制开关的第二端连接，并且所述修调电容ccorrect的输出端还与第四控制开关的第二端连接。

在本公开的一种示例性实施例中，前置放大器还包括：复位晶体管，所述复位晶体管包括第一端、第二端以及控制端，所述复位晶体管的第一端与所述初始电容的第一端连接，所述复位晶体管的第二端与所述初始电容的第二端连接，并且所述复位晶体管的控制端用于接收复位信号实现所述复位晶体管的复位。

第一控制开关，所述第一控制开关包括第一端和第二端，所述第一控制开关的第一端和所述运算放大器的输出端连接。

第一动态电容，所述第一动态电容包括第一端和第二端，所述第一动态电容的第一端与所述运算放大器的输入端相连，所述第一动态电容的第二端与第一控制开关的第二端相连。

增益控制器，用于接收电容信号、周期信号以及比较信号，根据所述电容信号、所述周期信号以及所述比较信号向所述第一控制开关输出第一控制信号，并且所述增益控制器接收所述复位信号实现所述增益控制器的复位。

比较器，用于接收所述第一电压信号和阈值电压，将所述第一电压信号与所述阈值电压进行比较，并且向所述增益控制器输出所述比较信号。

在一个实施例中，前置放大器还包括：第二控制开关，所述第二控制开关包括第一端和第二端，所述第二控制开关的第一端和所述运算放大器的输出端连接。

第二动态电容，所述第二动态电容包括第一端和第二端，所述第二动态电容的第一端与所述运算放大器的输入端相连，所述第二动态电容的第二端与第二控制开关的第二端相连。

增益控制器，用于接收所述电容信号、所述周期信号以及所述比较信号，根据所述电容信号、所述周期信号以及所述比较信号分别向所述第一控制开关输出第一控制信号，向所述第二控制开关输出第二控制信号，并且所述增益控制器接收所述复位信号实现所述增益控制器的复位。

在一个实施例中，前置放大器还包括：n个第n控制开关，所述第n控制开关包括第一端和第二端，所述第n控制开关的第一端与所述运算放大器的输出端连接。

n个第三动态电容，所述第三动态电容包括第一端和第二端，所述第三动态电容的第一端与所述运算放大器的输入端相连，所述第三动态电容的第二端和所述第n控制开关的第二端相连。

所述增益控制器，用于接收所述电容信号、所述周期信号以及所述比较信号，根据所述电容信号、所述周期信号以及所述比较信号向所述第n控制开关输出第n控制信号，并且所述增益控制器接收所述复位信号实现所述增益控制器的复位。

在本公开的一种示例性实施例中，像素数字器用于接收控制字，并实现所述控制字的并行输出，该像素数字器还包括：一组多位移位寄存器，包括配置数据输入端口、第一数据输入端口、第二数据输入端口和数据输出端口，所述多位移位寄存器的配置数据输入端口接收所述控制字，将所述控制字依次写入所述多位移位寄存器从而得到并行控制字并输出所述并行控制字。

需要对上述内容说明的是，所述多位移位寄存器的第一数据输入端口接收来自所述前置放大器的所述增益信号，所述多位移位寄存器的第二数据输入端口接收来自所述前置放大器的所述数字信号，所述多位移位寄存器将接收到的所述增益信号和所述数字信号进行转换并将转换后的结果作为像素单元数据，并通过所述数据输出端口串行输出所述像素单元数据。

在本公开的一种示例性实施例中，像素数字器还包括：移位寄存器链，所述多位移位寄存器的所述数据输出端口与所述多位移位寄存器的的所述配置数据输入端口相连，从而构成移位寄存器链；其中，

所述移位寄存器链用于实现所述像素单元数据的串行读出与所述控制字的依次写入。

在本公开的一种示例性实施例中，像素数字器还包括：一组多位配置寄存器，用于并行接收来自所述控制数据输出端口输出的所述并行控制字，并根据所述并行控制字输出所述第一修调信号。

在本公开的一种示例性实施例中，像素数字器还包括：所述多位配置寄存器根据所述并行控制字还能够得到第二修调信号，并输出所述第二修调信号；其中，

将来自模拟数字转换器的所述数字信号和来自像素数字器的所述第二修调信号进行相减后得到第三电压信号，并向所述像素数字器输出所述第三电压信号。

在本公开的一种示例性实施例中，基于前述方案，该像素单元电路包括：偏置电流器，用于向所述前置放大器、所述采样电路器以及所述模拟数字转换器输出偏置电流信号，所述偏置电流器还接收来自于所述像素数字器的所述第三修调信号。

根据本公开的一个方面，提供一种像素阵列探测器，所述像素阵列探测器包括上述任一项所述的像素单元电路。

在本公开的一些实施例所提供的技术方案中，提高了等效计数率及读出帧率，并且消除了各像素之间的失调，将本公开实施例提供的技术方案应用在探测工作中，同时提高了探测器的探测效率与成像质量。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1示意性示出了根据本公开的一个实施例的像素单元电路结构的示意图；

图2示意性示出了根据本公开的一个实施例的不包括动态电容的前置放大器的结构的示意图；

图3示意性示出了根据本公开的一个实施例的暗电流修调电路的结构的示意图；

图4示意性示出了根据本公开的一个实施例的包括一个动态电容的前置放大器的结构的示意图；

图5示意性示出了根据本公开的一个实施例的包括两个动态电容的前置放大器的结构的示意图；

图6示意性示出了根据本公开的一个实施例的包括n个动态电容的前置放大器的结构的示意图；

图7示意性示出了本公开的一个实施例的像素数字器的结构的示意图；

图8示意性示出了根据本公开的一个实施例的采样器的示意图；

图9示意性示出了根据本公开的一个实施例的模拟数字转换器的结构示意图；

图10示意性示出了根据本公开的一个实施例的单个像素的光强响应示意图。

具体实施方式

现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。

此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而省略所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知方法、装置、实现或者操作以避免模糊本公开的各方面。

附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

附图中所示的流程图仅是示例性说明，不是必须包括所有的内容和操作/步骤，也不是必须按所描述的顺序执行。例如，有的操作/步骤还可以分解，而有的操作/步骤可以合并或部分合并，因此实际执行的顺序有可能根据实际情况改变。

下面结合附图对本公开示例实施方式进行详细说明。

图1示意性示出了根据本公开的一个实施例的像素单元电路结构的示意图。参照图1所示，本公开的像素单元电路包括前置放大器11、采样电路器11、模拟数字转换器13、像素数字器14以及偏置电流器15。需要对上述内容进行说明的是：

本公开实施例中，像素单元电路接收来自于像素传感器(图中未示出)的电流信号。像素传感器可以是具有各种感光器件的电子设备，包括但不限于锗、硅、gaas(砷化镓)、cdznte(碲锌镉)、cdte(碲化镉)等半导体材料构成的辐射传感器。例如，像素传感器可以是硅pin光电二极管传感器。像素传感器提供的电流信号包括光电流信号和暗电流信号，其中，光电流信号用于向像素单元电路提供像素数据，暗电流信号则会和工艺偏差等非理想因素共同导致像素单元电路出现失调电压vosd，该失调电压vosd可以由暗电流修调电路接收并消除，暗电流修调电路将于后面展开描述。

在示例性实施例中，前置放大器11可以是接收光子的像素传感器与像素单元电路之间的接口电路。例如，前置放大器11可以是电容反馈跨阻放大器(ctia，capacitivetrans-impedanceamplifier)，用于接收来自传感器的电流信号，对电流信号进行积分从而转换为第一电压信号，同时对电流信号进行增益控制从而得到增益信号，并输出第一电压信号以及增益信号。

在本公开实施例中，采样电路器12可以是对像素数据进行采样的电路。例如，采样电路器12可以是相关双采样(cds，correlateddoublesampling)电路，用于接收前置放大器11输出的第一电压信号，对第一电压信号进行采样得到采样结果，将采样结果作为第二电压信号，输出第二电压信号。

在本公开实施例中，模拟数字转换器13可以是对模拟信号进行数字转换的电子器件。例如，模拟数字转换器13可以是10bit逐次逼近型模拟数字转换器(saradc，successiveapproximationanalogdigitalconverter)，可以用于接收采样电路器12的第二电压信号，将第二电压信号转换为数字信号，输出数字信号。

在本公开实施例中，像素数字器14可以用于接收该增益信号以及该数字信号，实现该数字信号以及该增益信号的转换，得到第一修调信号，并输出第一修调信号。

在一个实施例中，基于前述方案，结合图2对前置放大器11进行说明。图2示意性示出了根据本公开的一个实施例的前置放大器21的结构图。参照图2所示，前置放大器21包括：运算放大器211、初始电容cint1和暗电流修调电路213。运算放大器211包括输入端in1和输出端out1，运算放大器211的输入端in1接收电流信号，对电流信号进行积分并放大从而转换为第一电压信号，通过运算放大器211的输出端out1输出第一电压信号vo_ctia。

在本公开实施例中，初始电容包括cint1第一端和第二端，初始电容cint1的第一端与运算放大器211的输入端in1连接，初始电容cint1的第二端与运算放大器211的输出端out1连接。

在本公开实施例中，暗电流修调电路213连接到运算放大器211的输入端。暗电流修调电路213可以用于接收前置放大器21的失调电压，实现对前置放大器21的暗电流修调。

在本公开实施例中，参照图2所示，当积分电容包括初始电容cint1，传感器的电流信号进入前置放大器21，运算放大器211接收电流信号对电流信号进行放大，同时初始电容cint1接收电流信号，初始电容cint1作为积分电容对电流信号进行积分，并将积分后的电流信号与经过运算放大器211放大的电流信号共同作为第一电压信号vo_ctia输出。

需要对上述内容进行说明的是，暗电流修调电路213包括：数模转换器212，用于接收第一修调信号，并根据第一修调信号输出不同的参考电压。例如数模转换器212可以输出两个不同的参考电压：第一参考电压vr1与第二参考电压vr2。

在本公开实施例中，基于前述方案，结合图3对暗电流修调电路213进行说明。图3示意性示出了根据本公开的一个实施例的暗电流修调电路213的示意图。参照图3所示，该暗电流修调电路还包括：第三控制开关s3，第三控制开关s3包括第一端和第二端，第三控制开关s3的第一端与数模转换器212的输出端vout1相连，用于接收数模转换器212输出的参考电压，例如第一参考电压vr1。第三控制开关s3通过接收第三控制信号φ3来控制第三控制开关s3打开与关闭。

在本公开实施例中，第四控制开关s4包括第一端和第二端，第四控制开关s4的第一端与数模转换器的输出端vout2相连，用于接收数模转换器输出的参考电压，例如第二参考电压vr2。第四控制开关s4通过接收第四控制信号φ4来控制第四控制开关s4打开与关闭。

在本公开实施例中，修调电容ccorrect包括输入端ccin和输出端ccout，修调电容ccorrect的输入端ccin接收来自传感器的电流信号，修调电容ccorrect的输出端ccout与第三控制开关s3的第二端连接，并且修调电容ccorrect的输出端ccout还与第四控制开关s4的第二端连接。

需要对上述内容进行说明的是，修调电容ccorrect接收到来自传感器的电流信号对应的电压vin，为了抽取前置放大器21的电荷量，修调电容ccorrect通过分时的方式分别与第三控制开关s3和第四控制开关s4相连，以接收到来自数模转换器212输出的参考电压，并形成相应的电势差，通过对电势差取差值可以得到从前置放大器21中抽取的电荷量，可以使用qcali来表示。则抽取电荷量qcali可以表示为：

qcali＝(vr1-vr2)×ccorrect(1)

将失调电压引起的误差使用一个固定的电荷量来表示，例如暗电流电荷量qdark。通过数模转换器212来控制输出不同的参考电压，使得暗电流电荷量qdark与抽取电荷量qcali相等，可以表示为：

qdark＝qcali(2)

在本公开实施例中，基于前述方案，当修调电容ccorrect与第三控制开关s3相连，修调电容ccorrect接收到来自传感器的电流信号对应的电压vin，还接收到来自数模转换器212输出的第一参考电压vr1，形成的第一电势差为(vr1-vin)。

在本公开实施例中，当修调电容ccorrect与第四控制开关s4相连，修调电容ccorrect接收到来自传感器的电流信号对应的电压vin，还接收到来自数模转换器212输出的第二参考电压vr2，形成的第二电势差为(vr2-vin)。

在本公开实施例中，基于前述方案，由于第一电势差为(vr1-vin)与第二电势差为(vr2-vin)中都含有暗电流信号，为了消除掉暗电流信号，可以将第一电势差为(vr1-vin)与第二电势差为(vr2-vin)取差值得到电势差差值(vr2-vr1)，当该电势差差值(vr2-vr1)、修调电容ccorrect、暗电流电荷量qdark与抽取电荷量qcali共同满足公式(1)和公式(2)时，即可消除传感器暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差vosd。vosd可表示为：

其中，qdark为暗电流在前置放大器21中累积的电荷，idark为传感器的暗电流，tint为积分时间，cint为积分电容。vosd与前置放大器21的积分电容cint成反比关系，cint越小vosd越大，cint越大vosd越小。

本公开实施例提出的技术方案，基于电荷守恒原理，通过暗电流修调电路213，消除了像素单元电路中的暗电流信号，降低了暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差，进一步地，降低了像素单元电路的信噪比。

在一个实施例中，基于前述方案，图4示意性示出了另一个实施例的前置放大器41的结构示意图。参照图4所示，前置放大器41包括运算放大器211、初始电容cint1与暗电流修调电路213。其中，暗电流修调电路213对前置放大器41的修调过程可以参照上述图3实施例，运算放大器211与初始电容cint1的工作过程可以参照上述图2实施例。前置放大器41还包括：复位晶体管srst、第一控制开关s1、第一动态电容cint2、增益控制器414以及比较器415。

在本公开实施例中，复位晶体管srst可以是mos晶体管。复位晶体管srst包括第一端、第二端以及控制端。复位晶体管srst的第一端与初始电容cint1的第一端连接，复位晶体管srst的第二端与初始电容cint1的第二端连接，并且复位晶体管srst的控制端用于接收复位信号φrst，以实现复位晶体管srst的复位。

在本公开实施例中，第一控制开关s1包括第一端和第二端，第一控制开关s1的第一端和运算放大器211的输出端out1连接。

在本公开实施例中，第一动态电容cint2包括第一端和第二端，第一动态电容cint2的第一端与运算放大器211的输入端in1相连，第一动态电容cint2的第二端与第一控制开关s1的第二端相连。

在本公开实施例中，增益控制器414，用于接收电容信号e1、周期信号ctr以及比较信号416，根据电容信号e1、周期信号ctr以及比较信号416分别向第一控制开关s1输出第一控制信号φ1，并且增益控制器414接收复位信号φrst实现增益控制器414的复位。

在本公开实施例中，基于前述方案，增益控制器414还根据电容信号e1、周期信号ctr以及比较信号416输出增益信号b[10]。

在本公开实施例中，比较器415用于接收第一电压信号vo_ctia和阈值电压vth，将第一电压信号vo_ctia与阈值电压vth进行比较得到比较结果，并且将比较结果作为比较信号416，向增益控制器414输出该比较信号416。

在本公开实施例中，基于前述方案，参照图4所示，当积分电容包括初始电容cint1和第一动态电容cint2时，初始电容cint1和第一动态电容cint2并联连接。第一控制开关s1通过接收第一控制信号φ1来控制闭合与断开。当第一控制信号φ1控制第一控制开关s1断开，第一动态电容cint2不接入像素单元电路，则积分电容包括初始电容cint1，此时的积分过程可以参照上述图2的实施例。当第一控制信号φ1控制第一控制开关s1闭合，第一动态电容cint2接入像素单元电路，则积分电容包括初始电容cint1和第一动态电容cint2。使用运算放大器211接收传感器的电流信号并对电流信号进行放大，同时使用积分电容对电流信号进行积分，将积分后的电流信号与经过运算放大器211放大的电流信号共同作为第一电压信号vo_ctia输出。第一电压信号vo_ctia输出时，暗电流修调电路213对前置放大器41中暗电流产生的失调电压进行修调，具体过程可参照图3中实施例。

在一个实施例中，基于前述方案，参照图5所示，图5示意性示出了前置放大器51的另一个实施例的结构示意图。在图5中，以ctia为例为前置放大器51进行说明，ctia包括：运算放大器211、初始电容cint1、复位晶体管srst、第一控制开关s1、第二控制开关s2、第一动态电容cint2、第二动态电容cint3、暗电流修调电路213、增益控制器414以及比较器415。其中，运算放大器211与初始电容cint1的工作过程可以参照上述图2实施例，暗电流修调电路213对前置放大器51的修调过程可以参照上述图3实施例。复位晶体管srst、第一控制开关s1、第一动态电容cint2以及比较器415的工作过程可以参照上述图4实施例。

在本公开实施例中，第二控制开关s2包括第一端和第二端，第二控制开关s2的第一端和运算放大器211的输出端out1连接。

在本公开实施例中，第二动态电容cint3包括第一端和第二端，第二动态电容cint3的第一端与运算放大器211的输入端in1相连，第二动态电容cint3的第二端与第二控制开关s2的第二端相连。

在本公开实施例中，基于前述方案，在整个积分过程中，当初始电容cint1作为积分电容cint对前置放大器51中的电流信号进行积分时，如果比较器415输出的第一电压信号vo_ctia超过阈值电压vth，则第一控制开关s1导通；若第一控制开关s1导通，则初始电容cint1与第一动态电容cint2共同作为积分电容cint对前置放大器51中的电流信号进行积分，如果比较器415输出的第一电压信号vo_ctia再次超过阈值电压vth，则第二控制开关s2导通；若第一控制开关s1和第二控制开关s2导通，初始电容cint1、第一动态电容cint2以及第二动态电容cint3共同作为积分电容cint对前置放大器51中的电流信号进行积分，积分电容cint变为cint1+cint2+cint3。

本公开实施例中，用于描述动态电容、控制开关、参考电压以及控制信号等的“第一”、“第二”、“第三”、“第四”不表示特指。

在本公开实施例中，增益控制器414，用于接收电容信号e1、e2、周期信号ctr以及比较信号416，根据电容信号e1、e2、周期信号ctr以及比较信号416分别向第一控制开关s1输出第一控制信号φ1，向第二控制开关s2输出第二控制信号φ2，并且增益控制器415接收复位信号φrst实现增益控制器415的复位。

在本公开实施例中，基于前述方案，增益控制器415通过接收电容信号e1、e2实现积分电容的动态调整。参照图2所示，本公开中，电容信号可以是e1、e2。e1、e2默认都为低电平即e2＝0、e1＝0时，对像素单元电路的正常工作不产生影响；当e2＝0、e1＝1时，增益控制器415强制将第一控制开关s1和第二控制开关s2断开，即只有初始电容cint1接入电路中，只能利用初始电容cint1积分；当e2＝1、e1＝0时，增益控制器415强制将第一控制开关s1闭合，并强制将第二控制开关s2关断，即初始电容cint1和第一动态电容cint2接入电路中，只能利用初始电容cint1和第一动态电容cint2积分；当e2＝1、e1＝1时，增益控制器415强制将第一控制开关s1和第二控制开关s2闭合，即初始电容cint1、第一动态电容cint2和第二动态电容cint3接入电路中，此时利用初始电容cint1、第一动态电容cint2和第二动态电容cint3积分。

在本公开实施例中，基于前述方案，增益控制器415还根据电容信号e1、e2、周期信号ctr以及比较信号416输出增益信号b[11:10]，增益信号的高两位就是代表cint2、cint3是否参与积分的2bit数据。例如，本实施例中的模拟数字转换器13为10bitsaradc，将会输出10bit的数字信号，而本实施例中代表cint2、cint3是否参与积分的2bit数据为b11、b10。当b11＝0、b10＝0时，积分电容cint为cint1；当b11＝0、b10＝1时，积分电容cint为cint1+cint2；当b11＝1、b10＝1时，积分电容cint为cint1+cint2+cint3。b11、b10将与模拟数字转换器13输出的数字信号一起构成12bit数据，来代表输入光的强度信息。

在本公开实施例中，基于前述方案，周期信号ctr是具有循环周期的信号，在一个循环周期内，当接近积分过程快结束(模拟数字转换器13的转换过程未结束)时，周期信号ctr控制增益控制器414关闭，从而防止某个来自传感器的电流信号在此时引起第一控制开关s1和/或第二控制开关s2发生开关动作，导致模拟数字转换器13的转换过程结束时正好采到跳变信号，出现错误。在下一个循环周期内，增益控制器414接收复位信号φrst进行复位时，周期信号ctr重新打开增益控制器414，恢复第一控制开关s1以及第二控制开关s2的正常开关功能。

在本公开实施例中，比较器415用于接收第一电压信号vo_ctia和阈值电压vth，将第一电压信号vo_ctia与阈值电压vth进行比较得到比较结果，并且将比较结果作为比较信号，向增益控制器414输出该比较信号416。

本公开实施例中，ctia电路采用了动态积分电容自适应调整技术，实际工作中积分电容cint可能为cint1、也可能为cint1+cint2、或者cint1+cint2+cint3。因此，传感器暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差vosd不是一个固定值，它会跟随实际的积分电容改变而改变。

在本公开实施例中，都以积分型像素阵列探测器为例进行对像素单元电路的刻度方法进行说明。积分型像素阵列探测器的像素单元的固定失调包括：传感器暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差vosd以及像素单元电路固有的器件不匹配引起的失调电压voss。为了对每个像素的固定失调和增益误差进行刻度，本公开在前述方案中使用了片上修调的方式对传感器暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差vosd进行了刻度，在后面的实施例中，可以使用片外校准的方式对voss进行刻度，并在完成了固定失调的刻度之后，对每个像素的增益误差进行刻度。

接下来以积分电容cint为cint1+cint2+cint3为例，并结合具体的实施步骤对传感器暗电流、工艺偏差等非理想因素引起的失调误差vosd的刻度方法进行说明：

第一步，将电容信号e1、e2发送给增益控制器414，增益控制器414控制第一控制开关s1和第二控制开关s2断开，此时第一动态电容cint2、第二动态电容cint3不接入电路，在整个工作期间只用初始电容cint1积分。首先测量无光照下单个像素的输出失调电压vosp1。vosp1可表示为：

然后在光照条件下测试该像素的光强响应曲线，获得像素在只使用cint1积分情况下的增益g1(g1为该光强响应曲线的斜率)。

第二步，将电容信号e1、e2发送给增益控制器，增益控制器414控制第一控制开关s1和第二控制开关s2闭合，此时第一动态电容cint2、第二动态电容cint3同时接入电路，在整个工作期间使用初始电容cint1、第一动态电容cint2以及第二动态电容cint3作为积分电容进行积分。首先测量无光照下单个像素的输出失调电压vosp3。vosp3可表示为：

然后在光照条件下测试该像素的光强响应曲线，获得像素在只使用cint1+cint2+cint3积分情况下的增益g3(g3为该光强响应曲线的斜率)。

对于积分型像素阵列探测器，其信号处理电路是线性的，积分电容的值与光强响应曲线的斜率成反比，因此可以利用增益求出cint1+cint2+cint3与cint1的比值关系：

将式(4)与式(5)相减，并结合式(3)可以求得：

令qdark＝qcali，由式(1)与式(7)可以求得：

其中，第一项与第三项可以通过测试获得精确的数值，而第二项cint1/ccorrect在电路设计时就已确定。虽然在集成电路设计中无法精确控制电容的绝对值，但是通过采用相同单位小电容构建大电容的方式可以得到高精度的电容比值，所以cint1/ccorrect的精度也可以得到保障。这样通过式(8)就可以求出vr1-vr2的精确值，将vr1-vr2施加到暗电流修调电路，即可消除因暗电流引起的失调电压vosd。

将式(7)带入式(4)中可得到：

其中，vosp1、vosp3、g1、g3均可经测试获得精确的数值，因此利用式(9)可以精确的求出voss的值。将求出的voss电压值换成config_out端口的低7位配置数据，即将第二修调信号应用于cds+adc修调电路，即可消除cds+adc引入的固定失调电压voss。

本公开实施例中，基于上述方案，本公开的ctia采用动态积分电容自适应调整技术，在积分过程中，先令积分电容cint＝初始电容cint1，如果cint1的积分输出电压超过阈值电压vth，则第一控制开关s1导通，积分电容cint为cint1+cint2，如果cint1+cint2的输出电压再次超过阈值电压vth，则第一控制开关s1与第二控制开关s2导通，积分电容cint为cint1+cint2+cint3。同时代表cint2、cint3是否参与积分的2bit数据b11、b10被存储在像素中。当b11＝0、b10＝0时，cint＝cint1；当b11＝0、b10＝1时，cint＝cint1+cint2；当b11＝1、b10＝1时，cint＝cint1+cint2+cint3。通过对上述积分过程中的分析，可以得到积分型探测器的像素单元电路的固定失调刻度之后的所有像素的理想输入输出函数：

其中，vop_ideal为像素的理想输出电压，iph为光电流，cint1_ideal、cint2_ideal、cint3_ideal分别为cint1、cint2、cint3的理想值。考虑像素信号处理通路的失配(cint1、cint2、cint3与cint1_ideal、cint2_ideal、cint3_ideal之间的偏差等)，以第i个像素为例，则第i个像素的实际输入输出传输函数可以表示为：

在本公开实施例中，根据积分型像素阵列探测器的像素信号处理电路呈线性的特点，可以得知，积分电容的值与光强响应曲线的斜率(也就是像素信号处理通路的增益g)成反比关系，进一步地可以得到：

其中，g1_ideal、g1_i分别为b11＝0、b10＝0时像素i的理想增益与实际增益，g2_ideal、g2_i分别为b11＝0、b10＝1时像素i的理想增益与实际增益，g3_ideal、g3_i分别为b11＝1、b10＝1时像素i的理想增益与实际增益。

于是，通过测试描绘出像素i的光强响应曲线，进而获得g1_i、g2_i、g3_i的准确数值，求出理想增益与实际增益的增益比g1_ideal/g1_i、g2_ideal/g2_i、g3_ideal/g3_i。

在本公开实施例中，基于上述方案，通过在像素单元电路中集成暗电流修调电路与cds+adc修调电路，分别对因暗电流引起的失调误差vosd和像素单元电路固有的器件不匹配(即cds+adc电路自身的固定失调)引起的失调电压voss进行刻度，然后利用固定失调校准后的各像素的光强响应曲线求出各像素理想增益与实际增益的增益比，使用该增益比完成增益误差的校准，从而实现探测器的精准刻度。

本公开实施例提出的技术方案能够在不同光强强度的条件下，同时满足低噪声和动态范围的要求。例如图1中，在前置放大器11中利用复位晶体管srst对积分电容cint进行直接复位，在复位晶体管srst导通的瞬间即能完成复位操作，复位过程时间短，可实现高帧率。大动态范围结合高帧率能够获得高等效计数率。例如，当像素单元电路的光子强度范围覆盖1～10⁴个，读出帧率为10khz，每个像素的等效计数率为10⁸counts/s。

在一个实施例中，基于前述方案，图6示意性示出了另一个前置放大器61的结构的示意图。参照图6所示，该前置放大器61包括：复位晶体管srst、第一控制开关s1、第二控制开关s2、第n控制开关sn、第一动态电容cint2、第二动态电容cint3、第三动态电容cint4、暗电流修调电路213、增益控制器414以及比较器415。其中，暗电流修调电路213对前置放大器61的修调过程可以参照上述图3实施例，运算放大器211与初始电容cint1的工作过程可以参照上述图2实施例。复位晶体管srst、第一控制开关s1、第二控制开关s2、第一动态电容cint2、第二动态电容cint3以及比较器415的工作过程可以参照上述图5实施例。

在本公开实施例中，第n控制开关sn包括第一端和第二端，第n控制开关sn的第一端与运算放大器211的输出端out1连接；

在本公开实施例中，前置放大器61包括n个第三动态电容cint4，第三动态电容cint4包括第一端和第二端，第三动态电容的cint4第一端与运算放大器211的输入端in1相连，第三动态电容cint4的第二端和第n控制开关的第二端相连；

在本公开实施例中，前置放大器61包括增益控制器414，用于接收电容信号e1、e2…en、周期信号ctr以及比较信号416，根据电容信号e1、e2…en、周期信号ctr以及比较信号416向第n控制开关输出第n控制信号φn，并且增益控制器414接收复位信号φrst实现增益控制器414的复位。其中，增益控制器414还输出增益信号b[n:10]。

在本公开实施例中，n为等于大于3的正整数。

图7示意性示出了本公开的一个实施例的像素数字器14的结构的示意图。参照图7所示，像素数字器14包括：一组多位移位寄存器711与一组多位配置寄存器712。

本公开实施例中，多位移位寄存器711包括配置数据输入端口config_in、第一数据输入端口data_in1、第二数据输入端口data_in2和数据输出端口data_out，多位移位寄存器的配置数据输入端口config_in接收控制字，将控制字依次写入多位移位寄存器从而得到并行控制字并输出并行控制字；其中，

多位移位寄存器711的第一数据输入端口data_in1接收来自图5中前置放大器51的增益信号b[11:10]，多位移位寄存器711的第二数据输入端口data_in2接收来自模拟数字转换器13的数字信号，多位移位寄存器711将接收到的增益信号b[11:10]和数字信号依次按位存储，并将存储结果作为像素单元数据，进一步通过数据输出端口data_out以串行输出的方式输出像素单元数据。

本公开实施例中，基于前述方案，多位移位寄存器711的数据输出端口data_out与多位移位寄存器711的配置数据输入端口config_in相连，从而构成移位寄存器链。移位寄存器链可以每读出一位像素单元数据，就写入一位控制字，这样在数据完全读出后，所有控制字也就完成写入。

本公开实施例中，基于前述方案，像素数字器14还包括：一组多位配置寄存器712，用于并行接收来自多位移位寄存器711输出的并行控制字，并根据并行控制字输出第一修调信号config_out[12:9]。

本公开实施例中，基于前述方案，多位配置寄存器712根据并行控制字还能够得到第二修调信号，并输出第二修调信号config_out[1:7]。第二修调信号config_out[1:7]和来自模拟数字转换器13的数字信号进行相减后得到第三电压信号，并向多位移位寄存器711输出第三电压信号。以adc输出的10bit量化数据(b9-b0)为例为第二电压信号，在存入移位寄存器链前，将该10bit量化数据与config_out[1:7]的7位配置数据(补齐高3位：000)相减，以得到修调后的10bit量化数据，修调后的10bit量化数据就是第三电压信号。

在本公开实施例中，基于前述方案，由于vosd跟随积分电容变化，而voss不随积分电容变化，所以采用不同的方式对二者分别进行刻度。上述实施例中，使用暗电流修调电路213来修调因暗电流引起的固定失调。像素单元电路固有的器件不匹配引起的失调电压voss主要为cds+adc的失调电压，它是一个固定值(ctia中运算放大器的失调电压已被cds电路消除)，不随积分电容的变化而变化。本公开实施例中，使用cds+adc修调电路修调因cds+adc引入的固定失调。

cds+adc修调电路的结构参照图7所示，参照前述方案，adc输出的10bit量化数据在存入移位寄存器链前，将与config_out端口输出的低7位配置数据(补齐高3位：000)相减，以得到修调后的10bit量化数据，即第三电压信号。通过实际测量cds+adc的失调电压voss，然后从芯片外输入config_out端口的低7位配置数据(其数值等于voss)，这样相减后就消除了失调电压voss。

在本公开实施例中,参照图1所示,偏置电流器15用于为像素单元电路中前置放大器11、采样电路器12以及模拟数字转换器13提供偏置电流，另外偏置电流器15还可以接收来自像素数字器14的第三修调信号。

本公开实施例中，基于前述方案，多位配置寄存器712根据并行控制字还能够得到第三修调信号config_out[8]，并向偏置电流器15输出第三修调信号config_out[8]，以达到修调偏置电流器15的目的。

下面根据图8对像素单元电路中的采样电路器12进行进一步说明，采样电路器12可以是相关双采样电路，图8示意性示出了根据本公开的一个实施例的采样电路器82的示意图。参考图8所示，采样电路器82包括：第一采样电容ccds1、运算放大器811、第一复位开关scds1、第二采样电容ccds2、积分开关scds2和第二复位开关scds3。

本公开实施例中，基于前述方案，第一采样电容ccds1包括第一端和第二端，第一采样电容ccds1的第一端接收第一电压信号vo_ctia。

本公开实施例中，基于前述方案，运算放大器811包括正向输入端vcdsin1、负向输入端vcdsin2和输出端vcdsout。运算放大器811的正向输入端vcdsin1接收偏置电压vcds，运算放大器811的负向输入端vcdsin2与第一采样电容ccds1的第二端相连接，运算放大器811的输出端vcdsout输出第二电压信号。

本公开实施例中，基于前述方案，第一复位开关scds1接收第一复位信号φcds1实现第一复位开关scds1的复位，第一复位开关scds1包括第一端和第二端。第一复位开关scds1的第一端与运算放大器811的负向输入端vcdsin2相连，第一复位开关scds1的第二端与运算放大器811的输出端vcdsout连接。

本公开实施例中，基于前述方案，第二采样电容ccds2包括第一端与第二端，第二采样电容ccds2的第一端与运算放大器811的负向输入端vcdsin2相连接。

本公开实施例中，基于前述方案，积分开关scds2接收积分指示信号φcds1实现对积分开关scds2的控制，积分开关scds2包括第一端与第二端，积分开关scds2的第一端与运算放大器811的输出端vcdsout相连，积分开关scds2的第二端与第二采样电容ccds2的第二端相连。

本公开实施例中，基于前述方案，第二复位开关scds3开关接收第二复位信号scds3实现第二复位开关scds3的复位。第二复位开关scds3包括第一端与第二端，第二复位开关scds3的第一端与第二采样电容ccds2的第二端相连接，第二复位开关scds3的第二端向运算放大器811的正向输入端vcdsin1输出偏置电压vcds。

本公开实施例中，当像素单元电路处于复位阶段，第一复位开关scds1导通，积分开关scds2关断，第二复位开关scds3导通，ctia的输出的第一电压信号为vo_ctia1，假设cds的运算放大器811的增益为a，运算放大器811的输入端失调电压为vos，此时cds的输出电压vo_cds1：

在像素的积分阶段第一复位开关scds1关断，积分开关scds2导通，第二复位开关scds3关断，ctia的输出电压为vo_ctia2，假设cds运算放大器的增益为a，运算放大器811的输入端失调电压为vos，此时cds的输出电压vo_cds2：

在增益a足够大时，上式可简化为：

根据本公开实施例的技术方案，cds电路不仅消除了ctia引入的失调误差，也大大降低了cds的运算放大器811自身的失调误差。

下面根据图9对像素单元电路中的模拟数字转换器93进行进一步说明，图9示意性示出了根据本公开的一个实施例的模拟数字转换器93的结构示意图。参照图9所示，模拟数字转换器93包括：dac(digitaltoanalogueconverter，数模转换器)电容阵列911、比较器912、逐次逼近器913以及下极板控制器914。

本公开实施例中，基于前述方案，dac电容阵列911用于接收第二电压信号，通过对第二电压信号进行采样处理输出数字信号。dac电容阵列911包括msb(mostsignificantbit，最高有效位)阵列、lsb(leastsignificantbit，最低有效位)阵列以及分段电容cs，lsb阵列包括输入端和输出端，msb阵列包括输入端和输出端，分段电容cs包括第一端和第二端。分段电容cs的第一端与lsb阵列的输出端相连，分段电容cs的第二端和msb阵列的输入端相连。lsb阵列中可以包括多个并联电容，例如，包括5个并联的电容。msb阵列中可以包括多个并联电容，例如，包括5个并联的电容。msb阵列的输出端输出比较电压。

本公开实施例中，基于前述方案，比较器912包括正向输入端、负向输入端与输出端。比较器912的负向输入端接收msb阵列的输出端输出的比较电压，比较器912的正向输入端接收参考电压，比较器912通过对比较电压和参考电压进行逐次比较，并通过输出端逐次输出比较结果。

本公开实施例中，基于前述方案，逐次逼近器913用于接收比较器912逐次输出的比较结果，将比较结果作为数字信号并行输出。

本公开实施例中，基于前述方案，下极板控制器914用于接收数字信号，通过对数字信号进行电荷重分配之后，再向dac电容阵列911输出重分配信号。

本公开实施例中，通过所述理想增益和所述实际增益之间的增益比进行像素增益误差的刻度。参照图10所示，图10示意性示出了本公开的一个实施例的像素单元电路结构的单个像素的光强响应示意图。以第i个像素为例为单个像素，利用该响应曲线可以分段求出第i个像素处于不同积分电容下曲线的斜率。

参照图10所示，当入射光强不断增加，对应的积分电容也不断增加。即随着入射光强的增强，当cint1作为积分电容未超出阈值电压vth时，b11＝0、b10＝0时，cint＝cint1；当cint1作为积分电容超出阈值电压vth时，令b11＝0、b10＝1，cint＝cint1+cint2；当cint1、cint2、cint3作为积分电容超出阈值电压vth时，令b11＝1、b10＝1，可以得到cint＝cint1+cint2+cint3的曲线的斜率，从而得到g1_i、g2_i、g3_i的实际值，根据式(12)能够得到像素的理想增益与实际增益的增益比，使用该增益比完成增益误差的校准，实现探测器的精准刻度。利用此增益比对第i个像素的增益误差进行刻度，可以得到近似的理想增益。

在本公开的一些实施例所提供的技术方案中，通过在像素单元电路中向前置放大器1输出复位信号，在复位开关导通的瞬间即能完成复位操作，复位过程时间短，可实现高帧率。另外前置放大器1可以实现信号在大动态范围内变化，大动态范围结合高帧率，即可获得高等效计数率，同时采样器通过对信号进行失调刻度和采样能够提高探测器的探测微弱信号的能力，增强动态范围与信噪比，此外，数字控制器通过输出不同的配置信号达到了对像素单元电路进行数字控制的目的的同时，有助于后续电路接收所述像素单元电路输出的信号。

然而，本示例性实施方式还可以包括有助于提高像素阵列探测器的探测效率的其他器件，并且这些器件之间的连接关系可以变化，本示例性实施方式中对此不做特殊限定。

本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由权利要求指出。

应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由权利要求来限制。