然后通过系统的数字部 分采样并处理。在这些处理步骤中，计算物体的范围、雷达与物体之间的相对径向速度、以 及从物体反射的信号的到达角(Α0Α)。
[0030] 由于调频连续波(FMCW)的准确性和鲁棒性，调频连续波(FMCW)向汽车雷达系统提 供合适的波形。尤其是发射段持续时间频率啁嗽波形信号的序列的实现具有相对于物体以 非零相对径向速度运动的检测的有利特性。
[0031]图1示出了FMCW雷达系统的实施例的功能示意图。接收的信号以相对于发射信号 进行时间延迟。时间延迟是由于雷达系统与反射物体之间的向外和返回方向上的传播时 间。雷达系统100可以包括波形发生器105、功率放大器110、低噪声放大器(LNA)115、混合器 120、防混叠滤波器125、模数转换器(ADC) 130、采样率转换器135、数字信号处理器(DSP) 140、存储器145、系统接口 150。波形发生器105生成具有频率啁嗽的连续波信号。PA接收并 放大频率啁嗽连续波信号。然后可以通过发射天线辐射该信号以便检测物体。反射的信号 可以通过接收天线来接收。LNA 115从接收天线接收反射的信号并将其放大。然后混合器 120接收放大的接收信号并将其与波形发生器105生成的当前发射波形混合。然后防混叠滤 波器125对混合的信号进行滤波。然后ADC 130将混合的信号进行采样，并将其转换成数字 信号。然后采样率转换器135可以将数字信号的采样率转换成另一个采样率。该内容将在下 文中更详细的描述。然后DSP 140处理接收的数字信号以产生检测的物体的各种期望的测 量，例如范围、相对径向速度以及到达角(Α0Α)。存储器145向DSP 140提供存储器来使用，以 便处理接收的数字信号。系统接口 150提供可以用于向其它系统提供测量信息的外部接口。 雷达系统100可以在单个集成电路（1C)上实现。该雷达系统100还可以实现为1C的组合。 [0032]现在将描述图1中示出的雷达系统100的操作和用于检测物体的信号处理。在FMCW 系统中，发射具有线性增强(或减弱频率)的正弦波。图2示出了FMCW波形信号的示例。信号 具有T的持续时间。在第一时间段T direll期间，发射波形具有等于由波形发生器110生成的发 射信号的载波频率的恒定频率。然后，在第二时间段T ra_期间，发射波形的频率线性地增长 了 AF的总频率变化。最后，在第三时间段Treset期间，发射信号的频率迅速下降回载波频率。 因此，T = Tdwell+Tramp+Treset。
[0033]在下转换操作中，混合器120将由波形发生器105产生的当前发射信号与时间延迟 的接收信号混合。在图2中通过虚线波形示出了针对单个反射对象的延迟的接收信号。当雷 达系统100与反射物体之间的相对速度是0时，接收的信号是发射信号的时间延迟、衰减的 并且相位旋转的信号。
[0034]下变频操作的结果是以所谓拍频振荡的正弦波(被称作拍频信号），其具有基于发 射信号与接收信号之间的频率差的拍频。该拍频取决于到反射物体的范围D以及斜坡的开 始和停止频率之间的差△ f、以及斜坡的持续时间Tramp:
[0036]其中CQ等于光速。当多个反射器对于雷达可见时，拍频信号将是以其相应的拍频 振荡的正弦波之和，所述相应拍频具有基于雷达横截面和反射器范围的幅度。
[0037] DSP 140处理接收的信号以估计振荡频率的量值。由此，在ADC 130对信号进行采 样和量化之后，DSP 140可以使用快速傅里叶变换(FFT)来估计振荡频率。ADC进行采样的频 率是fad。。根据采样定理，可以由数字信号表示的最大频率是等于针对真值样本的匕<!。的一 半的尼奎斯特(Nyquist)频率。在远处的反射物体可以具有超过f▲的一半的拍频。因此，它 们的频谱中的位置是模糊的，例如，是基带频谱中的位置加上的^<1。未知整数倍。
[0038]在一些情况下，不关注远处的反射器。为了防止这种不期望的混叠，可以使用防混 叠滤波器125。这些滤波器强烈地衰减超过fadc；/2的η.尼奎斯特频率的频率分量。防混叠滤 波器可以实现为模拟与数字滤波器的组合。还可以使用防混叠滤波器的其它实现。
[0039]当相对速度不是0时，将对应的多普勒频率添加到拍频。该多普勒频率可以通过以 下方程式计算：
[0041 ] 针对具有fc = 79GHz的雷达系统以及相对径向速度为V = 300km/h，则fDcippier ? 44kHz 〇
[0042]然而，啁嗽的持续时间可以是非常短的，例如100ys，并且频率偏差可以是例如至 少几十MHz。因此，与拍频的量级相比，多普勒频率的量级非常小，并且在距离的计算中可以 忽略不计。
[0043]多普勒频移的效果在拍频信号的相位上更加明显。从啁嗽到啁嗽的接收的信号的 相位在弧度上的增加(或减小）由以下方程式给出：
[0044] Φ Doppler = 23lfDopplerT (3)
[0045] T = Tramp+Tdwell+Treset (4)
[0046] 可以通过使用FMCW啁嗽的序列来测量该相位的演变。图3示出了这样的N啁嗽的序 列。
[0047]二维FFT可以用于计算沿反射器的范围对于反射器的相对径向速度。图4示出了二 维FFT的计算的两个FFT步骤。DSP 140可以在与FMCW啁嗽的序列中的每个发射的FMCW线性 发射信号相对应的数据样本的集合上计算FFT。步骤1中，每一行对应于序列中的一个FMCW 线性发射信号。每个FFT的结果频率样本对应于具体接收的拍频并且因此对应于范围，导致 一系列的范围选通。
[0048] 一旦已经接收了序列中的所有FMCW啁嗽并使用FFT对其进行了处理，则在步骤2 中，DSP 140可以对列中的数据样本执行FFT。该第二FFT确定由于雷达系统100与反射器之 间的任意相对速度造成的多普列效应对于接收信号的频率的贡献。
[0049] 然而，当Φ_ρ1α超过π时，速度测量将会是模糊的。使用等于的采样 频率对多普勒分量进行采样。因此，可以不模糊地测量的绝对最大相对速度受到单个啁嗽 的总持续时间的限制。
[0050] 图5示出了具有单个发射天线Txl和两个接收天线Rxl和Rx2的FMCW雷达系统的另 一个实施例的功能示意图。雷达系统200还可以包括一个以上的发射天线和/或两个以上的 接收天线。雷达系统200可以包括波形发生器205、功率放大器210、LNA 215和216、混合器 220和221、防混叠滤波器225和226、ADC 230和231、采样率转换器235和236、数据信号处理 器(DSP)240、存储器245、系统接口 250。除了下文的描述以外，雷达系统200的各种元件以与 图1中示出的雷达系统100的相同元件的相同方式操作。
[0051] 波形发生器205可以产生波形的序列。图6示出了两个波形的序列。每个波形可以 是在时间段Tramp,a期间振荡频率降低的正弦波，并且波形可以具有Τα的时间段。在下一个相 位中，除了波形可以具有比Τα更长的时间段Τ Β以外，第二序列以相同的方式生成。通过序列Β 中的驻留时间（参见图2)比序列Α中的更长的方法可以调节啁嗽的总持续时间。此外，序列Β 中的波形数量可以小于序列A中的波形数量，使得以这样的方式选择序列的数量:测量A的 总持续时间或总停留时间接近于测量B的总持续时间。基于应用，两个总停留时间的接近程 度可以是变化的。例如，该接近程度可以在相互的1 %、2%、5%、10%、20%或25%中。
[0052] 针对每个接收机Rxl和Rx2,至少两个集合测量A和测量B由2D FFT操作处理。图7示 出了针对两个不同序列的2D FFT处理。注意，对单个啁嗽的发射器件采样的数据执行第一 FFT AFT的结果存储在针对测量A的矩阵A和针对测量B的矩阵B的列中。对在矩阵A和B的每 个行执行第二FFT。在第二轮FFT已经结束之后，计算2D矩阵，其中相对径向速度沿矩阵的行 表示，并且到反射器的范围沿矩阵的列表示。针对具有高相对径向速度的反射器，将会出现 混叠。因此，速度响应将会出现在对应于该反射器范围的2D矩阵的行中的混叠位置。然而， 对于测量A和测量B来说，该混叠位置是不同的，因为啁嗽的持续时间中的差别。
[0053]现在将描述通过插值一个测量矩阵的频率样本来提高雷达系统的性能的方法。行 的采样点可以沿速度维度(行)对准，并且可以执行物体检测。可以通过将A矩阵的行向量的 值插值到B矩阵的行向量的采样点来实现对准。备选地，B矩阵中行的值可以插值到A矩阵的 采样点中。以不同的多普勒频率对多普勒频谱A和B进行采样，因为该多普勒频谱A和B的相 应啁嗽长度不同。为了匹配采样点，A频谱的绝对值可以插值到B频谱的采样网格中。使用比 A测量更少的啁嗽可以获得将B测量的分辨率匹配到A测量。由此，B测量的啁嗽的数量等于：
[0055] 其中Να和Nb分别表示A和B测量中的啁嗽数量，并且Τα和TB分别表示A和B测量中的 单个波形的持续时间。在频谱的计算中，对数据进行补零以匹配A测量中样本的数量。省略 该步骤导致样本的未对准，并且因此非相干叠加将会失败并不能检测目标。图8示出了针对 A和B测量的采样频率以及然后在不插值的情况下的测量的两个集合的组合。因为该频谱并 不是使用插值来适当地频率对准的，所以检测的峰值并不能排成一行，并且指示物体的峰 值是分散的。
[0056]在下一个步骤中，物体检测器可以用于检测两个光谱中的物体。物体检测器可以 是一种类型的恒误报警率(CFAR)检测器。执行逐个单元的硬检测，其中附加行检测向量的 元素设置为1(如果检测到物体)或者设置为〇。然后两个附加的行检测向量可以通过重复的 方式沿速度维度展开。图9示出了针对测量A和B的检测行向量的展开。灰色方框分别表示针 对频谱A和B的± 50km/