具有压控环路和流控环路的供电电路的制作方法

专利名称：具有压控环路和流控环路的供电电路的制作方法
具有压控环路和流控环路的供电电路 背景领域所公开的实施例一般涉及供电电路。背景

图1 (现有技术)是向外部负载2供电的常规供电电路1的电路图。供电电路 1经由VBAT电压馈送端子2和接地端子3从电池(未示出)接收供电。供电电路 1将所需的输出电压VOUT输出到输出端子4上。带隙电压基准5输出诸如1.2伏 的基准电压VREF。由电阻器6和电阻器7组成的电阻分压器将输出节点4上的电 压VOUT分压以使得当输出节点4上呈现期望电压(例如，4.0伏)时节点8上将 会呈现电压VREF。差分放大器9将基准电压VREF与节点8上的电压相比较，并 相应地激励晶体管10的栅极上的电压。晶体管10内从漏极流到源极的电流被晶体 管11和大传输晶体管12所镜像，以使得一成比例电流从VBAT端子2通过传输 晶体管12流到输出端子4。如果通过传输晶体管12流到输出端子4的电流太小致 使节点8上的电压小于基准电压VREF，则差分放大器9升高晶体管10的栅极上 的电压以使得流过传输晶体管12的电流增大直至节点8上的电压匹配基准电压 VREF。另一方面，如果通过传输晶体管12流到输出端子4的电流太大致使节点8 上的电压高于VREF，则差分放大器9降低晶体管10的栅极上的电压以使得流过 传输晶体管12的电流减小直至节点8上的电压匹配VREF。由此通过压控环路来 稳定输出端F4上的电压。在一些应用中，由于除供电电路1以外的多个电路被耦合到同一电池，致使 电池电压VBAT上可能会呈现噪声。例如，如果电池电压VBAT从所需的4.0伏 电源电压瞬时降落到3.0伏，然后回到所需的4.0伏，则VBAT的这一瞬时降落不 应被转化为提供到输出端子4上的供电电压VOUT相应的瞬变。具有例如用于蜂 窝电话的敏感射频电路系统的射频(RF)管芯从输出端子4接收供电。不管电池 电源电压VBAT有怎样的瞬时波动，从输出端子4提供的4.0伏都要保持'g定。
供电电路的不管其输入电压VBAT有何变化都输出恒定输出电压VOUT的能 力是由称为电源抑制比或者说PSRR的量来衡量的。以dB为单位的供电电路的 PSRR是通过将输出电压VOUT中所见的变动除以输入电压VBAT的变动，然后 取此商的对数，然后将结果所得的值乘以20来确定的。 一般而言，压控环路的增 益越高，PSRR就越好(较好的PSRR意味着PSRR数是较大的负数)。然而，供 电电路的PSRR是频率相关的。此压控环路对输入电压VBAT中的低频变化响应 灵敏。然而，对于输入电压VBAT中较快的变化，该控制环路可能不合需要地慢， 致使VBAT变动通过供电电路被传送，并被引入到输出电压VOUT中。在以上所 描述的由该供电电路对敏感的RF管芯供电的蜂窝电话应用中，在从零Hz直至100 kHz的输入电压频率变动上希望有"40 dB或更好的PSRR抑制。对该压控环路的速度的一个限制是传输晶体管12的大小。 一般将传输晶体管 12做得很大以使得供电电路1可向负载2提供所需量的电源电流。在图1的电路 的一个示例中，将传输晶体管12做成约48毫米宽乘0.4微米长(宽/长=120,000) 以使得该供电电路能够供给蜂窝电话应用中所需的300mA电源电流。因此，传输 品体管12占据数平方毫米的管芯空间。除了不合需要地占据大量管芯空间以外， 压控环路中的传输晶体管12的大尺寸还导致减慢了压控环路的响应，以使得供电 电路在100 kHz下的PSRR高于其原本的值。需要一种改进的供电电路。概要信息一种集成供电电路包括将电流从电压馈送端子VBAT引导至输出端子的两个 传输晶体管。其中一个晶体管较小而另一个较大。通过该较小传输晶体管M1的电 流由压控环路控制以使得输出端子上的输出电压VOUT被稳定到预定电压。通过 该较大传输晶体管M2的电流由流控环路控制以使得流过较大传输晶体管M2的电 流的量是流过较小传输晶体管M1的电流的数倍。流过较大传输晶体管M2的电流 与流过较小传输晶体管M1的电流的变化大致成比例地改变。对于流过晶体管M1 和M2的组合电流超过约一毫安的供电电路工作体制，流过较大传输晶体管M2的 电流与流过较小传输晶体管Ml的电流的比例关系得以维持。通过减小较小传输晶 体管M1中的电流，该供电电路的电源抑制比(PSRR)得以改善。在一个示例中， 对于最高达100 kHz的频率，该PSRR好于-65 dB (较好的PSRR意味着PSRR数 是较大的负数)。这两个传输晶体管M1和M2所占据的管芯空间与相似性能或甚 至较差性能的常规供电电路中传输晶体管管芯空间的量相比有所减少。
在一个实施例中，该流控环路具有高增益，并且包括一运算电流放大器(OCA)。在高负载电流状态下，该OCA和流控环路工作，并且较大传输晶体管 M2如前所述地承担了较小传输晶体管M1的电流负载。在低电流状态下，该OCA 和流控环路被禁用，由此降低该供电电路的电流消耗。该供电电路是在其流控环路 被禁用还是启用的状态下工作是由数字ENABLE (启用)信号控制的。ENABLE 信号的数字值是通过将合适的值写到寄存器里的相应位中来控制的。该寄存器可从 诸如蜂窝电话内的SBI总线等总线存取。该供电电路可用来向电路供电或在再充电期间向可再充电电池供电。在以下 的具体说明中描述了其它实施例。此概要并不旨在定义本发明。本发明由所附权利 要求定义。附图简要说明图l (现有技术)是常规供电电路的示图。图2是根据一个新颖方面的供电电路100的简化示图。图3是图2的供电电路100的运算电流放大器(OCA)的简化示图。图4是可用来表征图2的供电电路100的工作的小信号模型。图5是示出图2的供电电路100的压控环路的稳定性的曲线图。图6是示出图2的供电电路100的流控环路的稳定性的曲线图。图7是可用来确定晶体管Ml和M2的尺寸定径的示图。图8是图2的供电电路100的电源抑制比(PSRR)随频率变化的曲线图。图9是阐明图2的供电电路100的性能参数的表。具体说明图2是根据一个实施例的供电电路100的电路图。供电电路100经由电源馈 送端子VBAT 101和接地端子102从诸如电池(未示出)等能量源接收能量。供电 电路100将经稳定的预定输出电压VOUT提供到输出节点103和输出端子104上。 在一个实施例中，供电电路IOO被集成到一半导体集成电路管芯上。供电电路IOO 和一外部电容器105 —起工作。图1示图中的电阻器106代表外部电容器105的串 联电阻。框107代表由供电电路100供电的外部负载。在一个实施例中，外部负载 107是一集成电路，诸如其上设置了射频(RF)电路系统的集成电路。该供电集成 电路和RF集成电路两者都可在蜂窝电话中实施。
供电电路100包括第一传输晶体管M1和较大的第二传输晶体管M2。将第一 传输晶体管M1做得相对较小(宽/长=20)以提升控制第一传输晶体管M1的压 控环路的响应速度。将第二传输晶体管M2做得相对较大(宽/长=20,000)，从 而它能提供需要从电源馈送端子VBAT 101向输出节点103提供的电流的主要部 分，以将输出节点103和输出端子104上的电压保持稳定在所需的预定输出电压 VOUT。 一流控环路控制第二传输晶体管M2以使由第二传输晶体管M2向输出节 点103提供的电流ILe与压控环路内的控制电流成比例。较大第二传输晶体管M2 和流控环路的设置还有其它优点，这将在以下进一步具体阐明。该压控环路的操作如下。带隙电压基准108输出诸如1.2伏的基准电压VREF。 由电阻器110和电阻器111组成的电阻分压器109将输出节点103上的电压VOUT 分压，以使得当输出节点103上呈现期望电压(例如，2.6伏)时感测节点112上 将会呈现电压VREF (例如，1.2伏)。差分放大器113将基准电压VREF与感测 节点112上的电压相比较，并相应地设置晶体管M5的栅极上的电压。晶体管M5 内从漏极向源极流动的控制电流ILv'被晶体管M4和第一传输晶体管Ml所镜像， 从而一成比例的第一电流IU自VBAT端子101流出，从源极到漏极流过第一传输 晶体管Ml，并流到输出节点103。如果从VBAT端子101通过第一传输晶体管 Ml和第一.传输晶体管M2流到输出节点103的总电流太小致使感测节点112上的 电压低r-基准电压VREF，则差分放大器113升高晶体管M5的栅极上的电压，由 此增大控制电流IU'以使得流过第一传输晶体管M1的第一电流ILv增大，直至感 测节点112上的电压匹配基准电压VREF。另一方面，如果从VBAT端子101通过 第一传输晶体管M1和第二传输晶体管M2流到输出节点103的总电流太大致使感 测节点112上的电压高于VREF，则差分放大器113降低晶体管M5的栅极上的电 压，由此减小控制电流IIV以使得流过第一传输晶体管M1的第一电流ILv减小， 直至感测节点112上的电压匹配VREF。由此通过压控环路来稳定输出节点103上 的电压以维持预定的输出电压VOUT。流控环路的操作如下。从漏极到源极流过晶体管M5的控制电流ILv'被第一电 流镜像晶体管M6所镜像。第一电流镜像晶体管M6的栅极被耦合到晶体管M5的 栅极。第一电流镜像晶体管M6的源极被耦合到晶体管M5的源极。因而流过第一 电流镜像晶体管M6的漏极至源极电流IIV与流过晶体管M5的控制电流IU'成比 例。在本例中，晶体管M5和M6尺寸相同。因而通过这两个晶体管的漏极至源极 电流被标以相同符号ILV'。
设置第二电流镜像晶体管M3以镜像第二电流IU。第二电流IL。从第二传输晶体管M2的源极至第二传输晶体管M2的漏极流过第二传输晶体管M2。流过第 二镜像晶体管M3的镜像电流被标为IIV。第二电流镜像晶体管M3的栅极被耦合 到第二传输晶体管M2的栅极。第二电流镜像晶体管M3的源极被耦合到第二传输 晶体管M2的源极。因此第二镜像电流IL。'的幅值与第二电流IU的幅值成比例。 在本例中，晶体管M3比晶体管M2小得多。第二镜像电流IIV约为第二电流ILc 的1/100。该流控环路包括控制电路114。控制电路114控制第二电流镜像晶体管M3的 栅极上的电压Ve以使得流过第二电流镜像晶体管M3的第二镜像电流ILe'基本等 于流过第一电流镜像晶体管M6的第一镜像电流ILV，。此控制电路系统114包括一 运算电流放大器(OCA) 115以及两个晶体管M7和M8。运算电流放大器115有 正(非反相)输入引线INP、负(反相)输入引线INN、启用输入引线ENABLE、 以及输入引线OCAOUT。输出引线OCAOUT被耦合到晶体管M7的栅极。如果流 过第二电流镜像晶体管M3的第二镜像电流ILe'的幅值大于流过第一镜像晶体管 M6的第一镜像电流ILv，的幅值，则电流从节点116流进运算电流放大器115的负 输入引线INN。晶体管M7的栅极上的电压降低，由此减小了流过晶体管M7的漏 极至源极电流。流过晶体管M7的漏极至源极电流是流过晶体管M8的源极至漏极 电流。流过晶体管M8的源极至漏极电流进而被第二电流镜像晶体管M3镜像以使 得电流IU，与流过晶体管M8的源极至漏极电流成比例。因而第二镜像电流IIV减 小直至其等f第一镜像电流ILV'。涉及运算电流放大器115、晶体管M7、晶体管 M8、以及第二电流镜像晶体管M3的该流控环路工作以保持第二镜像电流IIV的 幅值等于第一镜像电流ILV的幅值。因为第二传输晶体管M2的栅极被耦合到第二镜像晶体管M3的栅极，并且因 为第二传输晶体管M2的源极被耦合到第二镜像晶体管M3的源极，所以第二电流 ILe与第二镜像电流IL。，成比例。在此例中，第二镜像电流ILV约为第二电流ILC 的1/100。因此第二电流IU的幅值被该流控环路控制成与压控环路中流过晶体管 M5的控制电流IU'的幅值成比例。在流过传输晶体管Ml和M2的总负载电流超 过约一毫安的场合此比例性得以维持。压控环路中的控制电流ILv'越大，第二电流 ILe就越大。因而此流控环路起到减小为使供电电路100从输出端子104提供给定 量的电流而需要流过第一传输晶体管M1的电流量的作用。通过减小需要引导通过 第一传输晶体管M1的电流量，就可将第一传输晶体管M1做得较小。通过将第一传输晶体管做得较小，就还可使压控环路中第一传输晶体管M1的栅电容较小，由 此与图1的现有技术电路相比提升压控环路的速度。图3是图2的运算电流放大器115的一个示例的电路图。运算电流放大器115 包括第一级120和第二级121。电容器122 - 124被实现为多板衬底电容器。图2 的供电电路100具有高功率模式和低功率模式。在高功率模式下，运算电流放大器 115被供电从而流控环路使第二传输晶体管M2将电流提供到输出节点103上。在 此模式下，供电电路100可在2.6伏的VOUT下从输出端子104向外部负载107 供给300毫安的电流。在高功率模式下，该供电电路本身的电路系统消耗约40微 安的电流。运算电流放大器115消耗约10微安的电流。为将供电电路100置为高 功率模式，出现在图3电路的左下方的信号ENABLE被设在数字高。在一个实施 例中，ENABLE信号是由寄存器的一位输出的数字值。ENABLE信号是通过将数 字一写到该寄存器位来设为高的。在低功率模式下，供电电路100的流控环路部分被禁用。运算电流放大器115 被禁用，并且第二传输晶体管M2被控制成不向输出节点103提供电流。在此模式 下，供电电路100可在2.6伏的VOUT下从输出端子104向外部负载107供给最多 约2毫安的电流。在低功率模式下，该供电电路本身的电路系统消耗约ll微安的 电流。运算电流放大器115几乎不消耗电流。为了将供电电路IOO置为低功率模式， 出现在图3电路的左下方的信号ENABLE被设在数字低。在可写寄存器中有 ENABLE位的实施例中，此ENABLE位是通过将数字零写到该寄存器位来设为低 的。此实施例中的寄存器是可从蜂窝电话内的SBI (串行总线接口)或SSBI (单 线串行总线接口)总线写入的寄存器。传输晶体管尺寸定径第二传输晶体管M2的尺寸相对第一传输晶体管Ml的尺寸可使用第一比值Nv = IL乂ILv'和第二比值Ne = IIVILe'来确定。这些比值确定流过第一传输晶体管Ml的第一电流ILv的量相对流过第二传输晶体管M2的第二电流IU的量。第一电 流IU与第二电流IU之间的关系由以下式(1)定义。比值N在式(2)中被定义为第二传输晶体管M2的尺寸除以第一传输晶体管 Ml的尺寸。<formula>formula see original document page 12</formula> (2) 在式(2)中，Lv是第一传输晶体管Ml的长度，Wv是第一传输晶体管的宽度， Lc是第二传输晶体管M2的长度，We是第二传输晶体管M2的宽度，IV是第二电 流镜像晶体管M3的长度，We'是第二电流镜像晶体管M3的宽度，IV是第一电流 镜像晶体管M6的长度，并且Wv'是第一电流镜像晶体管M6的宽度。在图2的供 电电路100的示例中，比值N约为1000。晶体管M1的宽/长为20。晶体管M2的 宽/长为20,000。环路稳定性图4是用来分析图2的供电电路100的稳定性的小信号模型的示图。有两个 要被稳定的控制环路压控环路和流控环路。每个环路的稳定性可通过将要研究的 环路开路并将另一环路闭路来研究。使第一电流ILV是第二电流ILe的一个小零头将便于针对自输出端子104流出 的负载电流来稳定压控环路。该压控环路可以是任何种类的电压环路，诸如嵌套密 勒电容环路、极点跟踪环路、或零点跟踪环路。图2的供电电路100的示例采用极 点跟踪电压环路以获得较好的PSRR (较大的负PSRR数)。图2的供电电路100中的电容117和晶体管118 —起形成补偿电路119。补偿 电路119向该压控环路添加了一极点和一零点，由此改善了该压控环路的相位裕 量。该压控环路有三个极点和一个零点。频率从零Hz开始并上升，这些极点和零 点按以下次序发生第一极点、第二极点、零点、以及第三极点。第一极点主要是归因于负载107的阻抗以及外部电容器105的电容。在图4 中，该阻抗被标为R^而该电容被标为C^。第二极点主要是归因于差分放大器113 的输出阻抗以及该节点上的电容。在图4中，该阻抗被标为rol并且该电容被标为 Cl。该零点主要是归因于晶体管119的阻抗以及补偿电路119的电容器117的电 容。在图4中，该阻抗被标为Rl并且该电容被标为Cl。第三极点主要是归因于 在晶体管M4和M1的栅极处的节点上的总电容以及自此节点至AC接地的阻抗。 在图4中，该阻抗被标为ro2并且该电容被标为C2。由补偿电路119提供的零点受到在差分放大器108的输出处的节点上的晶体 管118的影响。晶体管118在线性区域中工作，并起到可变电阻的作用。当供电电 路100上的电流负载增大时，第一电流ILv增大，并且通过晶体管M5的电流IU'
增大。因而差分放大器113所输出的电压也必然上升。然而，晶体管118上的V棚极源极的上升致使晶体管118的源极至漏极电阻减小。在差分放大器113的输出处的节点上阻抗的减小使得零点向频率高端移动。不仅该零点随着供电电路负载的增大而向频率高端移动，第一极点和第三极 点在供电电路上的电流负载增大时也向频率高端移动。如果负载电流量增大，则第一电流ILv增大。要使更多输出电流从该供电电路输出，供电电路所见的阻抗必须被减小。令第一极点出现的阻抗的这种减小使得第一极点向频率高端移动。第三极点归因于在晶体管M1和M4的栅极处的节点上的阻抗。此节点处的阻 抗主要是由晶体管M4的输入阻抗确定的。此节点上的总电容主要归因于晶体管 Ml和M4组合的栅极电容。随着该供电电路上的负载电流增大，第一电流ILy也 增大。流过晶体管M4的电流ILv'也是如此。因此晶体管M4的输入阻抗必然有响 应的减小。在晶体管Ml和M4的栅极处的节点上的阻抗的这种减小起到使得第三 极点向频率高端移动的作用。由此，可以看到随着负载电流增大，第三极点在频率上跟踪第一极点。因此 说该压控环路具有极点跟踪特性。类似地，可以看到随着负载电流增大，零点在频 率上跟踪第一极点。因此说该压控环路具有零点跟踪特性。通过提供随着供电负载 增大向频率高端移动的零点，就将第三极点推至较高频率。这防止供电电路100 的相位裕量在高电流负载的情况下减小。如果供电电路ioo具有较小的噪声容限， 则自输出端子104汲取的电流的脉冲将导致输出到输出端子104上的输出电压 VOUT的阻尼振荡。通过将供电电路100的相位裕量保持得高，就减少或消除了该 阻尼振荡。图5是示出当电流环路闭路时电压环路的模拟的示图。流控环路的稳定性还可参考图4的模型来研究。该流控环路应具有高增益带 宽(GBW)值以使该环路可对刺激反应灵敏。因此图2的供电电路100的示例在 流控环路内部采用运算电流放大器(OCA)。该流控环路包括三个极点和一个零 点。频率从零Hz开始并上升，这些极点和零点按以下次序发生第一极点、第二 极点、零点、以及第三极点。第一极点与压控环路中的第一极点相同。它是由负载 107的阻抗以及外部电容器105的电容确定的。此阻抗和电容在图4中由Cl和Rl 表示。第二极点由OCA 115的第一级120的输出上的阻抗以及OCA 115的第一级 120的输出上的电容确定。在图4中，此阻抗被标为Ri，而此电容被标为Ci。零 点由图2的OCA 115内设置的其它组件提供。在图4中，这些其它组件被标为Rcc
和CCC。与压控环路中的零点不同，添加到流控环路的此零点并不随着供电电路上电流负载的增大而向频率高端移动。该流控环路的第三极点由OCA 115的第二级 121的输出阻抗以及OCA 115的第二级121的输出上的电容确定。在图4中，此 阻抗被标为Ra，并且此电容被标为Ca。图6是示出当电压环路被闭路时电流环路的模拟的示图。参数优化以下式(3)是供电电路100的DC传递函数的公式。在此式中，gmpv是第一传 输晶体管M1的跨导。Abv是由N沟道下拉晶体管M5和P沟道上拉晶体管M4构 成的缓冲器的增益。ZL是负载107的阻抗。gmd是差分放大器113的跨导。"是电 阻分压器109的电阻器110和111的比值。Ze是在差分放大器113的输出处的节 点上的阻抗。gme是第二传输晶体管M2的跨导。Abe是由N沟道下拉晶体管M7 和P沟道上拉晶体管M8构成的缓冲器的增益。B是运算电流放大器115的增益。 r&是运算电流放大器115的输出阻抗。<formula>formula see original document page 14</formula>(gmpe)(Abe)(Brds/Ne)值是流控环路的增益。如果流控环路的增益(gmpe)(Abc) (B^/Ne)远大于一，则=-^^,尸 (4)式(4)中的系数(1+N。/Nv)具有增大压控环路的闭环增益的作用。闭环增益是出 现在等号右边VREF左边的量。系数(1+Ne/N》起到倍乘第一传输晶体管Ml的跨 导gmpv的乘数的作用。该系数使得将第一传输晶体管Ml定径到提供期望总负载 电流ILv所需的最小尺寸成为可能。 一旦第一传输晶体管M1被定径，则选择系数 (l+Ne/Nv)来增大依赖于第一传输晶体管Ml的跨导的电压环路增益以使以下参数 被最优化l)高频下的PSRR， 2)负载调整率，3)线路调整率，4)过冲和下冲。 等效传输晶体管图7是可用来确定在图1的现有技术电路中传输晶体管12要多大才能具有图1的供电电路100的性能特性的示图。图2的供电电路100中组合的传输晶体管 Ml和M2的等效跨导gm是通过检查传输晶体管Ml的栅电压相对于传输晶体管 M2的栅电压的关系来确定的。第一传输晶体管M1的栅电压被标为Vv。第二传输 晶体管M2的栅电压被标为Ve。以下式(5)比较图7电路中的传输晶体管Ml与M2 的栅电压。k 1 - 4a，: g化可以看出量D是晶体管M4与晶体管M3的尺寸之间的比值。因此在晶体管 M5和M6是相同尺寸的前提下，量D由以下式(6)给出。Z) = ^i (6)重排并利用以上在式(2)中确定的比值N，得到以下式(7)。L" (7)DZt『v组合的传输晶休管(M1和M2)的跨导gm由以下式(8)给出。gm = gmv + gmcD (8)因此供电电路100的负载调整率由以下式(9)表达。△rat/r i m、由以下式(10)表达。(10)因此供电电路100的线路调整率由以下式(10)表达。A/(96T(g气+ gmcD)4^g ^ZcC!r 在式(9)和(10)中，注意量D起到跨导放大因子的作用。为增大图1的现有技 术电路中传输晶体管12的跨导，增大了传输晶体管12的尺寸。在第一种近似中， 跨导与晶体管尺寸之间的关系在现有技术电路中是线性的。另一方面，在图2的供电电路100中，量D起到放大第二传输晶体管M2的 跨导gm。的作用。供电电路100与图1的现有技术电路相比具有优越的负载调整率 和线路调整率特性，同时与图1的现有技术供电电路的传输晶体管12所消耗的管 芯空间量相比还减小了传输晶体管M1和M2所消耗的管芯空间量。图1的现有技 术电路中的晶体管12的宽/长为120,000，而供电电路100中的晶体管Ml和M2 的宽/长分别为20和20,000。对于低值的负载电流lL，跨导gmv'可以远高于跨导gnV，因为晶体管M3中 的电流很低。开环增益可能很高并且难以稳定。由此，在供电电路100在向输出端 子104供给少量负载电流的情况下，在某些实施例中，电流环路可被禁用。增大D 的另一种方法是与晶体管M3并行地添加一漏泄电流。此漏泄电流允许在低负载电 流情况下电流能在电流环路中流动。过冲/下冲改进过冲△ VOUT可由以下式(l l)表达。A歸7^，并+ ^A (11)Cp是第二传输晶体管M2的电容。I。p是运算电流放大器115的偏置电流。gmp化 是第二传输晶体管M2在最大负载电流^下的跨导。CL是外部负载电容器105的 电容。R^是外部负载电容器105的寄生串联电阻106。为了减小过冲，希望Cp很小并且R^很小。利用陶瓷电容器Cl的可重夏且 己知的R^r，就可能使用固有零点(l/2JiR^CL)来稳定压控环路。但是，过冲将会比利用具有接近于零的ReSr的钛电容器来稳定供电电路的情况更高。模拟结果显示，压控环路与流控环路的组合使得利用陶瓷和钛两种电容器成为可能。电源抑制比图8是图2的供电电路100的电源抑制比(PSRR)与频率的关系的曲线图。 曲线125和126界定在一定温度范围和加工变动范围内的工作条件下供电电路100 的工作。曲线125和125指示在100 kHz上PSRR有约5 dB的变动。在低于100 kHz 的频率上，PSRR好于-65dB (PSRR是较大的负数)。性能参数图9是阐明图2的供电电路100的数个性能参数的表。在第一行中，值IDDQ 是与由供电电路向负载供给的任何电流不相关的、供电电路100自身所消耗的电流 量。LPM值是在低功率模式下消耗的电流。HPM值是在高功率模式下消耗的电流。 LOAD值是向负载提供的全负载电流(在此情形中为例如300毫安)中被供电电路 自身消耗的百分比。在第二行中，LOAD REG值是负载调整率。此量是在由供电电路供给的电流 从其最小值(在此情形中为零毫安)增大到其最大额定值(在此情形中为300毫安) 时输出电压下降了多少的指示。该百分比值是输出电压降落的幅值相对于4.0伏的 全输出电压值的度量。在第三行中，LINE REG值是线路调整率。此量是如果使电池电压VBAT自 4.0伏下降输出电压如何下降的指示。在第四行中，阐明了零Hz的输入变动下的电源抑制比(PSRR)。在第六行中，阐明了在lOOkHz的输入变动下的PSRR。在第七行中，DC误差值是在温度和加工变动上，不同供电电路100单元的输 出电压与所需的2.6伏输出有多近的指示。在第八行中，DROPOUT值是指示电池电压VBAT必须比所需输出电压(在 此情形中为2.6伏)高多少的值。如果VBAT下降到小于所需输出电压加DROPOUT 值的值，则在供电电路输出端子104上将不能维持所需的输出电压(例如，2.6伏)。在第九行中，阐明了组合的传输晶体管的宽长比。第二传输晶体管M2约为 第一传输晶体管M1的1000倍大。因此该比值是第二传输晶体管M2的比值。第 一传输晶体管Ml被忽略。第二传输晶体管M2约为14毫米宽乘0.7微米长，并且 宽Z长约为20,000。第一传输晶体管Ml的宽/长约为20。尽管以上为教导目的描述了某些特定实施例，但是本发明并不被限定于此。 此供电电路可用于向电路供电，或在再充电期间向可再充电电池供电。由此，可实 践所描述的特定实施例的各种特征的不同修改、调适以及组合而不会偏离如在所附 权利要求书中参数的本发明的范围。
权利要求
1. 一种供电电路，包括 输出节点； 第一传输晶体管；压控环路，用于控制所述第一传输晶体管以使所述第一传输晶体管向所述输 出节点提供第一电流，其中一控制电流在所述压控环路的一部分中流动； 第二传输晶体管；流控环路，用于生成第二电流，所述第二电流的幅值与在所述压控环路中流 动的所述控制电流的幅值成比例，所述第二电流是由所述第二传输晶体管向所述输 出节点提供的。
2. 如权利要求l所述的供电电路，其特征在于，所述压控环路控制所述第一 传输晶体管以使预定输出电压呈现在所述输出节点上，其中所述第一电流和所述第——二电流--起是负载电流，并且其中当所述负载电流低于约一毫安时所述第二电流的 幅值、所述控制电流的幅值不成比例。
3. 如权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述压控环路包括 分压器，用于从所述输出节点接收所述预定输出电压，并将一感测电压输出到一分压器节点上；电压基准，用于将基准电压输出到一基准电压节点上；具有第一输入引线、第二输入引线和一输出引线的差分放大器，所述第一输 入引线被耦合到所述分压器节点，所述第二输入引线被耦合到所述基准电压节点； 以及具有控制端子的晶体管，所述控制端子被耦合到所述差分放大器的输出引线， 其中所述控制电流是流过所述晶体管的电流。
4. 如权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述流控环路包括 第一电流镜像晶体管，用于镜像在所述压控环路中流动的控制电流以使得第一镜像电流流过所述第一 电流镜像晶体管；第二电流镜像晶体管，用于镜像所述第二电流以使得与所述第二电流成比例 的第二镜像电流流过所述第二电流镜像晶体管，所述第二电流镜像晶体管具有一控 制端子，所述控制端子被耦合到所述第二晶体管的控制端子；以及 控制电路系统，用于控制所述第二电流镜像晶体管的控制端子上和戶万述第二 晶体管的控制端子上的电压以使得流过所述第二电流镜像晶体管的所述第二镜像 电流基本等于流过所述第一电流镜像晶体管的所述第一镜像电流。
5，如权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述控制电路系统包括运算电流放大器(OCA)，所述运算电流放大器具有输入引线，并且其中所述第一电 流镜像晶体管具有一漏极端子，所述漏极端子被耦合到所述运算电流放大器的输入 引线和所述第二电流镜像晶体管的漏极。
6. 如权利要求l所述的供电电路，其特征在于，所述第一和第二传$俞晶体管 两者均被设置在一集成电路上，所述第一传输晶体管占据第一管芯空间量，所述第 二传输晶体管占据第二管芯空间量，所述第二管芯空间量至少比所述第一管芯空间 量大500倍。
7. 如权利要求l所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路可在第一模式 和第二模式下工作，其中所述流控环路在所述第一模式下被启用以使所述第二电流 由所述第二传输晶体管提供给所述输出节点，并且其中所述流控环路在所述第二模 式下被禁用以使所述第二传输晶体管基本不向所述输出节点提供电流。
8. 如权利要求l所述的供电电路，其特征在于，所述压控环路控制所述第一 传输晶体管以使所述供电电路从所述输出节点供给至少300安培，所述供电电路从-电源接收电源电压，所述供电电路在所述电源电压在0 Hz到100 kHz整个范围 上的频率变动下有好于-60dB的电源抑制比(PSRR)。
9. 如权利要求l所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路从所述输出节 点提供电流，所述电流流入一 电池并对所述电池进行充电。
10. 如权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路被集成到第 一集成电路管芯上，其中所述供电电路从所述输出节点提供电流，所述电^E流入第 二集成电路管芯中，所述第一集成电路管芯和所述第二集成电路管芯是蜂窝电话的 一部分。
11. 一种方法，包括将第一电流从电压馈送端子通过第一晶体管引导到一输出端子； 使用第一控制环路来控制所述第一晶体管以使所述输出端子上的电压被稳定 到预定输出电压；将第二电流从所述电压馈送端子通过第二晶体管引导到所述输出端子；以及 使用第二控制环路来控制所述第二晶体管以使所述第二电流是所述第一电流的高倍。
12. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，所述高倍是至少500倍，其中 一电源电压呈现在所述电压馈送端子上，并且其中所述高倍在所述电源电压在OHz 到100 kHz整个频率范围上的变动下保持基本恒定。
13. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，所述电压馈送端子被耦合到电池。
14. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述输出端子被耦合到可再充 电电池。
15. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，所述第一晶体管、第一控制环 路、第二晶体管、第二控制环路、电压馈送端子以及输出端子是一供电电路的一部 分，并且其中所述供电电路通过所述电压馈送端子向一集成电路提供电流。
16. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，所述第一晶体管、第一控制环 路、第二晶体管、第二控制环路、电压馈送端子以及输出端子是一供电电路的一部 分，所述供电电路被集成到第一集成电路上，并且其中所述供电电路从其输出端子 向第二集成电路提供电流，所述第一和第二集成电路是蜂窝电话的一部分。
17. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，进一步包括 禁用所述第二控制环路以使所述第二电流基本为零，并使所述第一控制环路继续将所述输出端子上的电压稳定到所述预定输出电压。
18. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述第一晶体管、第一控制环 路、第二晶体管、第二控制环路、电压馈送端子以及输出端子是一供电电路的一部 分，所述供电电路由呈现在所述电压馈送端子上的电源电压供电，所述供电电路在 所述电源电压在从0 Hz到100 kHz的整个频率范围上的变动下有好于-60犯的电 源抑制比(PSRR)。
19. 如权利要求ll所述的方法，其特征在于，所述第二晶体管是所述第一晶 体管的至少500倍大。
20. —种供电电路，包括电压馈送端子，电源电压呈现在所述电压馈送端子上；输出节点；晶体管；压控环路，用于控制所述晶体管以使所述晶体管将第一电流从所述电压馈送 端子引导到所述输出节点，其中一控制电流在所述压控环路的一部分中流动；以及 用于将第二电流从所述电压馈送端子引导到所述输出端子的装置，所述第二电流的幅值在所述第一电流增大的情况下增大，并且在所述第一电流增大的情况下 减小，所述装置控制所述第二电流以使所述供电电路在所述电源电压在从O Hz到 100 kHz的整个范围上的变动下有好于-60 dB的电源抑制比(PSRR)，其中至少 所述晶体管和所述装置被集成到一集成电路上。
21. 如权利要求20所述的供电电路，其特征在于，所述装置包括一运算电流 放大器(OCA)。
22. 如权利要求20所述的供电电路，其特征在于，所述第二电流对应于所述 第一电流成比例地变化，并且其中所述第二电流是所述第一电流的至少500倍大。
23. 如权利要求20所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路可在第一模 式和第二模式下工作，并且其中在所述第二模式下所述装置被禁用以使所述第二电 流基本为零，在所述第二模式下由所述压控环路稳定所述第一电流以使预定输出电 压呈现在所述输出节点上。
全文摘要
一种供电电路，包括将电流从电压馈送端子引导到输出端子的两个传输晶体管。其中一个晶体管较小而另一个较大。通过该较小晶体管的电流由压控环路控制以使得输出端子上的电压被稳定到预定电压。通过该较大晶体管的电流由高增益流控环路控制以使得流过该较大晶体管的电流是流过该较小传输晶体管的电流的数倍。通过减小该较小晶体管中的电流，该供电电路在最高达100kHz频率上的电源抑制比(PSRR)得以改善。这两个传输晶体管所占据的管芯空间与相似性能的常规供电电路中传输晶体管管芯空间的量相比有所减小。
文档编号G05F1/10GK101147111SQ200680009055
公开日2008年3月19日 申请日期2006年2月16日 优先权日2005年2月17日
发明者J·班布瑞克 申请人:高通股份有限公司