一种便携式宽量限的高稳定度恒流源的制作方法

本发明涉及一种电源装置，具体地说是一种便携式宽量限的高稳定度恒流源。

背景技术：

随着现代科技的发展，科研部门和工业企业对恒流源的准确度和稳定度均提出了更高的使用要求。例如，在研究量子质量基准定义千克单位的方案中以及在功率天平方案中，都需要用到输出电流1mA、稳定度高于1ppm的恒流源。另外，在超导磁铁系统中，为了产生磁场，需要给超导线圈提供恒定的电流，并且稳定度要求在10ppm量级。

现有国内市场上使用的恒流源的准确度等级只在10^-4量级，稳定性也只有10^-5量级。

目前在中国计量院已经有了满足这些精度要求的恒流源装置，但其体积大，整体要分装在三个不同的箱子中，不便于携带，属于实验室产品，没有批量化和小型化的产品。该恒流源装置通过低负载效应采样电阻，加上高精度处理芯片以以及外围电路，并串联多级场效应管，用于自动调节负载变化时的电流输出，保持输出的电流不变。

控制恒流源、调整管压降的传统做法有三种。第一种是根据调整管压降的大小，采用波段开关更换分档变压器抽头。其缺点是，所用分档变压器的抽头较多，一般需要特殊制作；而且，波段开关切换瞬间会产生尖峰干扰，影响电流的稳定度。由于变压器各抽头电压并非绝对均匀，这就造成波段开关切换前后，调整管的压降存在有一定的差别，从而影响恒流源的稳定度。第二种是根据调整管压降控制步进电机转动，电机通过机械减速装置带动调压器调节输入电压。其缺点是需要设计机械减速装置和复杂的电机控制电路，系统庞大笨重；而且电机转动时将对恒流源产生干扰。第三种是将开关稳压电源与串联反馈式恒流源相串联组成自动反馈系统，根据恒流源调整管压降，自动调节开关电源调整管的开关频率或触发时间，从而调节开关电源的输出电压，使恒流源调整管压降保持恒定。这种方法可连续调节调整管压降，不会造成电流突变。但是因为前级电路为开关电源，无论是用可控硅调相斩波电路还是用三极管逆变电路，由于开关电源调整管工作在开关状态，因此输出电压不可避免地带有开关频率的谐波，从而影响了恒流源输出电流的稳定度和纹波特性，严重时有可能污染电网，造成其他用电设备无法正常运转。

技术实现要素：

本发明的目的就是提供一种便携式宽量限的高稳定度恒流源，以解决传统恒流源调整管压降控制电路电压不均匀和切换前后电流变化较大的问题。

本发明是这样实现的：一种便携式宽量限的高稳定度恒流源，包括有：

ARM单片机系统，分别与触摸屏模块、升压模块、DA控制模块、负反馈放大模块、温度测量和保持模块相接，用于接收用户的电流设置并把设置后的计算结果输出给DA控制模块；

触摸屏模块，与ARM单片机系统相接，用于和用户之间的交互；

升压模块，分别ARM单片机系统和DA控制模块相接，用于调节精密电压基准输出；

DA控制模块，分别与ARM单片机系统、升压模块和恒流源调整模块相接，用于调整反馈电路的输入电压；

负反馈放大模块，分别与ARM单片机系统和恒流源调整模块相接，用于恒流源调整模块的驱动；

恒流源调整模块，分别与负反馈放大模块、DA控制模块、采样电阻模块、电流补偿模块检测模块、温度测量和保持模块相接，用于调整电流输出；

温度测量和保持模块，分别与ARM单片机系统和恒流源调整模块相接，用于测量调整模块由于温度带来的温漂，并对洹流进行调整，消除由于调整模块因温度上升带来的输出误差；

电流补偿模块，与恒流源调整模块相接，用于提供系统的恒流输出的电流维持；

采样电阻模块，分别与恒流源调整模块和检测模块相接，用于提供电压基准的输出；

检测模块，分别与采样电阻模块和恒流源调整模块相接，用于对输出电流进行检测；

恒流源供电模块，分别与恒流源供电模块和检测模块相接，用于为恒流源提供输出电流；以及

电源模块，为ARM单片机系统和各工作模块提供工作电源。

所述电源模块包括第一电源模块和第二电源模块；所述第一电源模块分别与ARM单片机系统、触摸屏模块和升压模块相接，输出+5V直流电压；所述第二电源模块分别与负反馈放大模块和恒流源供电模块相接，输出±12V直流电压。

所述采样电阻模块是由100只阻值为100Ω的电阻并联，实现1Ω阻值的采样电阻；100只电阻的正负温度系数相匹配，使总体电阻的温度系数之和等于或基本等于零；100只电阻通过铜板载体上均布的100个孔洞固定连接在一起。

本发明采用串联负反馈的原理设计了恒流源电路、0—10V高精度可调电压基准模块、调整管压降控制方法以及LMBDA开关电源的控制算法，并完成了低负载效应1Ω采样电阻的制作。本发明实现了电流输出值0-1A可调的功能，并且针对电感负载调整了电路结构，做了相应的保护补偿电路和控制算法，使精密可调恒流源不仅可以应用于电感负载，而且输出电流的相对稳定性也达到了2.97×10^-7/min量级，最终完成了可用于电感负载的精密可调恒流源的制作。

本发明是一种用于电感负载的可调精密恒流源，其核心是串联负反馈式运算放大电路。其中运算放大器、调整管、采样电阻和基准电压等均对恒流源的稳定性有重要的影响。

本发明的主电源回路中包括有四个部分：调整管、采样电阻、测试电阻和负载。由于电路恒流，因此，采样电阻和测试电阻的两端压降不变，负载两端的压降变化直接导致调整管漏源电压随之变化。由于调整管不是理想的调整管，输出阻抗有限，如果漏源电压下降，就会导致调整管输出电流下降，从而影响输出电流的稳定度。因此，本发明设计了一种调整管压降控制方法：单片机通过监视调整管漏源之间的电压，控制AD芯片改变主电源电压，实现了调整管压降的自动控制。

恒流源用于感性负载时，最容易发生的问题就是自激震荡，然而恒流源又要实现0-1A的可调功能，这个功能本身就和电感负载相冲突。首先，本发明设计了电流补偿模块来解决电感负载的自激震荡。其次，在ARM单片机系统的控制程序中，对电流的上升速率进行控制，实现了上升速率的随时可调。当恒流源需要调节到某一输出电流值时，不可以马上跳变至该电流值，而是需要缓慢变化到这一电流值。最后，当恒流源携带感性负载时，可靠接地对电流输出的稳定度和抗干扰能力也有着重要的作用。因此调整电路结构，增强了携带感性负载时的抗干扰能力。通过上述三个方法，有效解决了感性负载的自激震荡问题。

设计了程控主电源控制电路及方法，扩展了恒流源的通用性。由于恒流源电路恒流，当驱动不同负载时，所需的电压也有所不同。为了保证恒流源精度，主电源电压也应该随着负载的变化而调整。本发明通过DA控制模块对主电源电压进行控制，可实现主电源电压随负载不同而随时变化。一般的高精度恒流源一般只能在负载固定、输出某一固定值的电流时保持较高的精度。本发明在输出0-1A之间任何电流、携带300W以下任何负载都能保证较高的精度，实现了宽量限的高稳定度恒流源。

本发明设计了一种电流反馈调整补偿电路，并通过高精度单片机输出控制高精度DA控制模块，以控制调整电路的反馈。通过DA控制模块对恒流源调整管的管压降进行连续调整，避免了分档调节时造成管压降跳跃而引起的电流突变，同时避免了引入开关电源后对电流稳定度和纹波特性造成的不利影响。

本发明可输出0-10V之间的任意电压值的高精度电压基准，短时间内输出电压的相对标准差达到2.34*10^-7，电压稳定度为3.4*10^-8。将其作为恒流源的电压参考源，最终实现了0-10A电流可调的电流源输出。本发明结构紧凑、成本低廉，适用于工业化实施。

附图说明

图1是本发明恒流源的电路系统框图。

图2是ARM单片机系统的主控电路图。

图3是恒流源调整模块的电路原理图。

具体实施方式

如图1所示，本发明包括ARM单片机系统、触摸屏模块、升压模块、负反馈放大模块、DA控制模块、恒流源调整模块、电流补偿模块、温度测量和保持模块、采样电阻模块、检测模块、恒流源供电模块和电源模块等部分。ARM单片机系统用于接收用户的电流设置、改变和计算并把计算结果输出给DA控制模块；触摸屏模块用于和用户之间的交互；DA控制模块用于调整反馈电路的输入电压；恒流源调整模块用于调整电流输出；负反馈放大模块用于恒流源调整模块的驱动；采样电阻模块用于提供电压基准的输出；检测模块用于对输出电流进行检测；温度测量和保持模块为闭环控制，用于测量调整模块由于温度带来的温漂，根据温漂调整公式对洹流进行调整，消除由于调整模块因温度上升带来的输出误差；电源模块为ARM单片机系统和各工作模块提供工作电源；恒流源供电模块用于给恒流源提供输出电流。

温度测量和保持模块的温漂调整公式为：

I_t＝I₂₀[1+α(t－20)+β(t－20)²]

其中：I_t是温度为t时的电流输出值；I₂₀是温度为20℃时的电流输出值；α是一次项温度系数，取2.3×10^－6/℃；β是二次项温度系数，取3.8×10^－8/℃；t是当前温度值。

单片机控制可调精密基准电压的输出，电压基准再通过恒流源调整模块对主电源模块的电流输出进行调节，并能通过温度传感器对恒流源调整模块的温度进行检测，当温度变化对电流输出有温漂影响时，再通过单片机对输出基准电压进行校准。

为提高恒流源稳定度，确保采样电阻在恒温状态下工作，本系统制作了可用于电感负载的长期稳定性、负载系数均在10^-7量级的1Ω采样电阻，为了降低由于温度变化导致采样电阻阻值发生变化，本结构中，自制采样电阻，减少电阻器对周围环境的热阻，采用温度系数小的电阻材料制作采样电阻，采样电阻采用圆周均布结构，由多个温度系数相同的电阻组合制作，多个电阻可增加电阻元件的散热面积，减小热阻，最终采用100只100Ω的电阻并联实现1Ω采样电阻的制作，经过筛选挑出100只正负温度系数相匹配的电阻，使总体电阻的温度系数之和接近于0，并把100只采样电阻通过导热好的铜板载体固定在一起，即可增大功率要求，又能减小温漂，最终测试采样电阻温度系数为0.3ppmΩ/℃。所制作的1Ω采样电阻工作于零温度系数点25℃左右，通过温度传感器测量仪器内温度，采集温度到处理器，根据设定25℃温度，智能调节可速度控制的风扇，当温度增高时增大风扇转数，当温度降低时减少风扇转数，由于正常工作时采样电阻自身会发热，所以调速风扇常常工作于有转数状态。

ARM单片机系统和恒流反馈模块均采用交流电供电，为了提高恒流源测量仪的通用性、小型化、便携化需要，不能采用蓄电池供电，虽然蓄电池作辅助电源可以避免采用变压器供电对串联反馈式恒流源电路造成干扰，但不能实现仪器的产品化需求，而且重量太重，不适合便携工作，所以在交流供电模块中加入多级滤波电路对直流电压进行滤波，并对交流供电模块进行安装空间的隔离，减少白噪声对单片机系统和恒流源基本电路的干扰。

检测模块负责连接各种负载；温度测量和保持模块负责测量和保持温度恒定，系统在温度升高或降低时会产生温度漂移，这将破坏系统的稳定性，所以，本发明对系统增加了温度测量功能，当温度变化时，系统输出电流会发生相应变化，这会带来系统温差，在本系统中设计了温度采集模块对系统工作环境温度进行采集，通过单片机比对误差推算表，查出当温度变化时相应的误差补偿数值，对DA控制模块进行相应的误差补偿，最终对恒流源调整模块进行电流调整，使输出电流保持不变。同时，温度保持模块可以在一定范围内，对系统温度进行调节，系统温度保持模块中采用水冷系统对恒流源调整芯片进行强制水冷，当温度升高时可通过水冷系统的高速风扇进行速度调节，一定程序上可以限制恒流源调整模块的温度，最终使系统达到一定的温度平衡，平衡后可对系统进行温度补偿。这样有效地控制了当系统通过10A的大电流时可能由于温度升高而损坏恒流源调整芯片的情况出现，另外，还可以减小系统温漂对精度的影响。

如图2所示，ARM单片机系统选用ARM单片机，型号：STM32F103C8T6，通过串口和触摸屏通讯，数模转换模块直接与10V电压基准模块和ARM单片机系统相连，在32位高精度处理器的控制下，通过20位DAC芯片AD5791和高精度运放AD8676，将固定的10V高稳定性电压转换为0-10V的高稳定可调电压。DAC电压输出值不仅由DAC寄存器的数据D决定，还与正负基准电压有关，同一个D值在不同基准电压下，电压输出值不同，由下面公式可推出D与V_OUT的换算公式为：

$D=\left(INT\right)\frac{V_{OUT}-V_{REFN}}{V_{REFP}-V_{REFN}}\×2^{20}$

V_OUT是一个浮点数，在调整V_OUT时，需要做浮点计算，处理器在计算时有一定的误差，误差逐渐积累会加大测量误差，为减小该误差，将V_OUT的存储值扩大10⁵倍，并以长整型储存，V_OUT的变化1相当于电压变化10^-5，此时D与V_OUT的换算公式为：

$D=\left(INT\right)\frac{V_{OUT}\×{10}^5-V_{REFN}\×{10}^5}{V_{REFP}\×{10}^5-V_{REFN}\×{10}^5}\×2^{20}$

该公式决定着恒流源最终输出电流的精度，这个公式得到的是控制恒流源调整模块的基准电压，可以得到20位的分辨率调节精度，这个调整精度作为调整模块的输入最终影响调整模块的精度输出。

本电路的设计独特之处在于高精度单片机与高精度DAC芯片的结合，32位单片机可以增加计算精度，整数计算精度相对于8位的8051单片机来说增加2²⁴倍，所以对输出电压基准的计算可以增加超过10-⁸的计算精度要求，采用AD5791架构设计，可以建立1ppm的相对精度、0.05ppm/℃温度漂移、0.1ppm p-p噪声、优于1ppm的长期稳定性和1MHz吞吐量的稳定电压基准。本电路中由放大器形成的输出缓冲功能，能有效地防止噪声对基准的影响，而延迟不超过100ns，可实现100kHz以上的恒流源调整电路对输入响应的要求；该电路中，AD5791结合AD8676的电路连接，不但提供出色的线性度，还具有噪声密度、0.05ppm/℃温度漂移，且其1000小时长期稳定性优于0.1ppm。电路中的精密架构采用AD8676放大器来缓冲自3.4kΩDAC电阻的基准源，为基准输出引脚的加载感应提供方便，以确保AD5791的1ppm线性度。AD8676为低噪声、低失调误差、低失调误差漂移和低输入偏置电流放大器，将AD8675用作输出缓冲可以更好地维持直流精度，得到高的数据吞吐量和较高压摆率。

此主控电路板最终可以实现精密数控1ppm电压基准源，电压范围为±10V，增量为20uV；当-10V和电源地连接时，电压范围为0-10V，增量为10uV，刚好满足于本系统中电压基准的要求。为了得到1ppm量级的基准电压要求，在电路中使用了浮点精度超过1ppm的32位ARM单片机，另外，基准元件和并联元件具有DAC芯片不相上下的温度漂移和噪声规格，如LT1021，选择批号为9345，其温漂在0.5ppm，这样整个系统温漂控制在1ppm量级。本电路中采用10uF电源旁路电容，与每个引脚上的0.1uF电容并联，尽可能靠近封装，正对单片机和AD5791芯片，可有效地消除噪声，本电路中采用两路AD8676电压参考，一路AD8675电压输出，元件采用分布式布局，可有效地消除由于元件温度变化不均产生的热压效应，可有效保证整个系统的长期工作稳定性。

电路中系统误差源来源有噪声、温度漂移、热电电压和物理应力。在去除噪声方面，本电路选择采用R-C滤波器，另外，采用与此板连接的线缆连接采用屏蔽线连接、防护，模拟地和数字地在电路板中分别布置并隔开；温度漂移是本系统的误差源主要来源之一，减少温漂关键是选择次1ppm温度系数的各个元件，AD8676输出缓冲只有0.03ppm/℃的输出温漂，和其相连的匹配电容网络也为低温漂电容组成；为了消除热电电压，在本电路中增加补偿结，对和单片机和AD5791相连接的电容元件确保配对正确、位置无误，在电路板中位置布局合理，从而稳定局部温度和环境温度的分布差异；消除物理应力的方法是对本电路板在相应的位置增加应力切口；在本板布线时，杜绝数字信号与模拟信号交叉，电路板两侧走线应垂直，减小电路板馈通效应。在电路板中位置布局合理，从而稳定局部温度和环境温度的分布差异；消除物理应力的方法是对本电路板在相应的位置增加应力切口；本电路中采用10uF电源旁路电容，与每个引脚上的0.1uF电容并联，尽可能靠近封装，正对单片机和AD5791芯片，可有效地消除噪声，另外，在本板布线时，杜绝数字信号与模拟信号交叉，电路板两侧走线应垂直，减小电路板馈通效应。在本板布线中走线平直，足够宽，以提供低阻抗路径，特别是电源线，减小电源线路上的毛刺效应，利用数字地将快速开关信号、时钟等屏蔽起来，以避免向电路板上的其他器件辐射噪声，并且不得靠近基准输入，也不得置于封装之下。基准输入上噪声降至最低。这样可以保证恒流源输出高精度(达10^-7量级)、高稳定度要求(1ppm/年量级)。

本电路结构合理，和温度采集模块配合可以形成闭环温度控制与补偿功能，可以更好地解决系统工作的长期稳定性，可以很好地满足恒流源长期稳定性要求。

如图3所示，本发明中的恒流源调整模块是一种适用于宽量限的高稳定度恒流源核心电路。该电路包括串联反馈式恒流源电路1、恒流源调整管压降反馈补偿电路2、电流测试电路3、保护与补偿电路4以及感性负载R_L。

所述串联反馈式恒流源电路1由基准电压V_S1、采样电阻R_S、基准电压跟随器A₁、误差放大器A₂和调整管VMOS₁组成。其中，基准电压V_S1的正极输出端连接到基准电压跟随器A₁的同向输入端，基准电压跟随器A₁的输出端接误差放大器A₂的同向输入端，误差放大器A₂的反向输入端接调整管VMOS₁的源极，误差放大器A₂的输出端接调整管VMOS₁的栅极，调整管VMOS₁的源极经采样电阻R_S接地，调整管VMOS₁的漏极分两路，一路经调压器T_1接主电源，另一路连接恒流源调整管压降反馈补偿电路2。

所述恒流源调整管压降反馈补偿电路2由电压跟随器A₃、运放A₄、电位器R_P、电压补偿电阻R_C、参考电压V_S2和调整管VMOS₂连接组成；其中，电压跟随器A₃的同向输入端接调整管VMOS₁的漏极，电压跟随器A₃的输出端经电位器R_P接地，电位器R_P的滑动端串联电阻R₁和电阻R₂后接运放A₄的反向输入端，由电阻R₁与电阻R₂之间的节点经电容C₃接地，运放A₄的同向输入端经参考电压V_S2接地，运放A₄的输出端接调整管VMOS₂的栅极，调整管VMOS₂的源极经电压补偿电阻R_C接地线。

所述电流测试电路3由电压表V与测量电阻R_S^*并联连接组成，测量电阻R_S^*的一端接电压补偿电阻R_C，测量电阻R_S^*的另一端经负载R_L接主电源电压V_DC-。

所述保护与补偿电路4由二极管D1和五只电容C4—C8连接组成，二极管D1的正极接主电源电压V_DC-，二极管D1的负极接电压补偿电阻R_C，五只电容C4—C8依次串联连接后，再并联连接在二极管D1的两端。

所述采样电阻R_S是由100只阻值为100Ω的电阻并联，实现1Ω阻值的采样电阻；100只电阻的正负温度系数相匹配，使总体电阻的温度系数之和等于或基本等于零；100只电阻通过铜板载体上均布的100个孔洞固定连接在一起。

在图3所示的恒流源调整模块的具体电路中，基准电压V_S1采用直流固态电压基准732B，其1.018V输出作为恒流源的基准电压。基准电压跟随器A₁和误差放大器A₂采用精密运放MAX400C；调整管VMOS₁采用高频大功率N沟道增强型场效应管IRFP460。由于基准电压约为1.018V，设计电流为250mA，采样电阻R_S应为1Ω。辅助电源+V_CC1和-V_EE1采用交流整流后通过三端稳压集成电路78L12和79L12进行稳压的方法得到。采用交流电作辅助电源，可以增加仪器的实用性、通用性和小型化。

依次打开串联反馈式恒流源电路1和恒流源调整管压降补偿电路2。此时，主电源电压V_DC为零，恒流源负载回路中没有电流流过，调整管VMOS₁漏极电位为零(相对于GND₂)，输出电压约23V(接近正向电源电压+24V)，该电压加在调整管VMOS₂栅极上，由于调整管VMOS₂开启电压为3.5V，因此调整管VMOS₂处于导通状态，此时电压补偿电阻R_C的“－”端电位约为+19.5V(相对于GND₂)，电压补偿电阻R_C中仅有反向电流I_C流过，约为276mA。调节调压器T₁，逐渐增加主电源电压V_DC，这时有电流流过负载R_L且逐渐增加，该电流同时流过电压补偿电阻R_C。此时调整管VMOS₁漏极电位依然接近于零，运放A₄仍工作在正向饱和状态，由于VMOS₂栅-源电压的箝位作用，电压补偿电阻R_C的“－”端电位基本不变，仍约为+19.5V，但这时流过R_C的反向电流I_C逐渐增大。当负载电流I_S刚好升至设计电流时，电压补偿电阻R_C的“－”端电位依然约为+19.5V，此时流过电压补偿电阻R_C的反向电流I_C约为526mA，高于正向电流250mA的两倍。主电源电压V_DC继续升高，串联反馈式恒流源电路1进入正常工作状态，调整管VMOS₁漏-源间产生压降，即漏极电位升高。当VMOS₁漏-源电压升至设定电压20V时，恒流源调整管压降反馈补偿电路2开始动作。主电源电压再升高，调整管压降反馈补偿电路继续动作，运放A₄输出变为负值，调整管VMOS₂的源极电流逐渐减小。直到调整管VMOS₂的源极电流减小到零，也即电压补偿电阻R_C中的反向电流I_C为零，主电源电压V_DC不再升高，至此整个系统处于正常工作状态。这时电压补偿电阻R_C的“－”端电位为正向电流I_S和电压补偿电阻R_C的乘积，约为－17.5V。

当负载R_L由于通电发热而电阻变大时，由于输入主电源电压不变，故调整管VMOS₁漏-源电压下降，即VMOS₁漏极电位下降，由于参考电压V_S2不变，所以运放A₄输出电压升高，即调整管VMOS₂栅极控制电压升高，所以VMOS₂源极电流增大，也即电压补偿电阻R_C中反向电流I_C增大，由于电压补偿电阻R_C中流过的正向电流I_S不变，所以流过电压补偿电阻R_C中的净电流减小，也即电压补偿电阻R_C两端压降减小，由于恒流源负载主回路总压降不变，故调整管VMOS₁两端压降增大。随着负载线圈发热其电阻逐渐增大，运放A₄的输出电压逐渐升高，也即电压补偿电阻R_C的“－”负端电位逐渐升高，直到升高至+19.5V，此时运放A₄正向饱和，输出电压约为23V。此时负载线圈电阻再增大，电压补偿电阻R_C中的反向电流I_C不再增大，同时保证I_S不变，实现恒流源恒流效果。

本实施例中运放A₄组成的减法电路的放大倍数为100(R₃/(R₁+R₂))，电位器R_P的分压比约为6/7，所以整个调整过程中VMOS₁的变化量仅为0.432V。也就是说当负载电阻由于发热而阻值增大148Ω时，调整管VMOS₁漏-源电压仅下降约0.432V，这样可以让调整管在长期工作中不会因为漏-源电压降太大而烧毁。

恒流源调整管压降反馈补偿电路2中，选择适当的电压补偿电阻R_C后，其所能提供的最大补偿电压由运放A₄的供电电压+V_CC2与－V_EE2的绝对值的和来决定(这里将运放A₄视为理想运放)。该实施例中，运算放大器A₃、A₄采用精密运放MAX400C，电位器R_P采用阻值为10kΩ的多圈微调电位器，电阻R₁、电阻R₂和电阻R₃采用RX70精密线绕电阻，阻值分别为5kΩ、5kΩ和1MΩ，调整管VMOS₂的型号与调整管VMOS₁的相同，限流电阻R_D和电压补偿电阻R_C分别采用5Ω/5W和70Ω/10W的大功率水泥电阻。辅助电源+V_CC2和-V_EE2分别设计为+24V和－15V，分别经变压器降压、整流、滤波和78L24、79L15稳压后得到。本实施例中将调整管VMOS₁的漏-源电压控制在20V，参考电压V_S2设计为+18V，由三端稳压集成电路78L24的输出电压+24V经三端稳压集成电路78L18稳压后得到。

本发明恒流源的工作过程如下。

使用恒流源之前，需要将恒流源和相关测试仪器预热2小时以上，避免仪器开机效应带来的误差，使用中所有接线都用屏蔽线作为测量用线，防止电磁干扰，所有的接线端子都要用低热电势的端子，以消除电势所引起的测量误差。依次打开串联反馈式恒流源电路和恒流源调整管压降补偿电路。此时，主电源电压V_DC为零，恒流源负载回路中没有电流流过，调整管VMOS₁漏极电位为零(相对于GND₂)，输出电压约23V(接近正向电源电压+24V)，该电压加在调整管VMOS₂栅极上，由于调整管VMOS₂开启电压为3.5V，因此调整管VMOS₂处于导通状态，此时电压补偿电阻R_C的“－”端电位约为+19.5V(相对于GND₂)，电压补偿电阻R_C中仅有反向电流I_C流过，约为276mA。调节调整管VMOS₁逐渐增加主电源电压V_DC，这时有电流流过负载且逐渐增加，该电流同时流过电压补偿电阻R_C。此时调整管VMOS₁漏极电位依然接近于零，运放A₄仍工作在正向饱和状态，由于调整管VMOS₂栅-源电压的箝位作用，电压补偿电阻R_C的“－”端电位基本不变，仍约为+19.5V，但这时流过电压补偿电阻R_C的反向电流I_C逐渐增大。当负载电流I_S刚好升至设计电流时，电压补偿电阻R_C的“－”端电位依然约为+19.5V，此时流过电压补偿电阻R_C的反向电流I_C约为526mA，高于正向电流250mA的两倍。主电源电压V_DC继续升高，串联反馈式恒流源电路进入正常工作状态，调整管VMOS₁漏-源间产生压降，即漏极电位升高。当调整管VMOS₁漏-源电压升至设定电压20V时，恒流源调整管压降反馈补偿电路开始动作。主电源电压再升高，调整管压降反馈补偿电路继续动作，运放A₄输出变为负值，调整管VMOS₂的源极电流逐渐减小。直到调整管VMOS₂的源极电流减小到零，也即电压补偿电阻R_C中的反向电流I_C为零，主电源电压不再升高，至此整个系统处于正常工作状态。这时电压补偿电阻R_C的“－”端电位为正向电流I_S与电压补偿电阻R_C的乘积，约为－17.5V。

当负载线圈由于通电发热而电阻变大时，由于输入主电源电压不变，故调整管VMOS₁漏-源电压下降，即调整管VMOS₁漏极电位下降，由于参考电压V_S2不变，所以运放A₄输出电压升高，即调整管VMOS₂栅极控制电压升高，所以调整管VMOS₂源极电流增大，也即电压补偿电阻R_C中反向电流I_C增大，由于电压补偿电阻R_C中流过的正向电流I_S不变，所以流过电压补偿电阻R_C中的净电流减小，也电压补偿电阻R_C两端压降减小，由于恒流源负载主回路总压降不变，故调整管VMOS₁两端压降增大。随着负载线圈发热其电阻逐渐增大，运放A₄的输出电压逐渐升高，也即电压补偿电阻R_C的“－”负端电位逐渐升高，直到升高至+19.5V，此时运放A₄正向饱和，输出电压约为23V。此时负载线圈电阻再增大，电压补偿电阻R_C中的反向电流I_C不再增大。这时需要重新调节T₁以增大主电源电压使电压补偿电阻R_C的“－”端电位重新回到－17.5V，开始下一个循环。

由上述分析可知，本实施例中电压补偿电阻R_C两端电压可由－17.5V变为+19.5V(以GND₂为零电位参考点)，提供的补偿电压为37V，接近运放A₄正负饱和输出电压绝对值之和。本实施例中A₄组成的减法电路的放大倍数为100(R₃/(R₁+R₂))，R_P的分压比约为6/7，所以整个调整过程中VMOS₁的变化量仅为0.432V。也就是说当负载电阻由于发热而阻值增大148Ω时，调整管VMOS₁漏-源电压仅下降约0.432V。

用高精度万用表测得测量电阻R_S^*的阻值为0.999915Ω，预热两小时后按电流测试电路电压端上，待恒流源系统稳定工作后测试1小时的数据如表1所示。

表1带恒流源调整管压降反馈补偿电路的恒流源测试数据

分析数据可知，电流平均值为254.5160mA，电流相对标准差为2.8×10^-7，电流稳定度(时间漂移)为6.3×10^-7/h。

去掉恒流源调整管压降反馈补偿电路，如图3所示，用上述同样方法测试1小时的数据如表2所示。

表2不带恒流源调整管压降反馈补偿电路的恒流源测试数据

分析数据可知，电流平均值为254.5123mA，电流相对标准差为5.2×10^-6，电流稳定度(时间漂移)为1.7×10^-5/h。

对比分析表1和表2两组数据可知，加入恒流源调整管压降反馈补偿电路后1小时内电流相对标准差改善了19倍，电流时间漂移改善了27倍，且两项指标均优于1ppm/h。注：

式中x_i为单次测量电流值，为n次测量的电流平均值，n为测量次数。这个公式是对系统误差评定的公式，可计算出恒流源的精度和长期稳定度。

式中a为n次测量的电流值拟合直线的斜率，t为n次测量所用时间，为n次测量的电流平均值。

实验结果表明，本发明恒流源在正常工作时，可输出1A电流相对标准差为2.97*10^-7，电流稳定度为－3.6*10^-7/30min，可调恒流源的微分非线性为0.59LSB，最大负载能力300W，输出阻抗120兆欧。