一种开关电压输出电流的检测电路及开关电源系统的制作方法

本发明实施例涉及开关电源领域，特别是涉及一种开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统。

背景技术：

如图1所示，图1为开关电源系统的结构示意图，该开关电源系统包括原边、副边和辅助边，其中，原边包括原边控制芯片，原边和辅助边在同侧且两者共地，副边与原边通过变压器隔离；变压器包括原边线圈、副边线圈和辅助边线圈，变压器的原边线圈的匝数为np，变压器的副边线圈的匝数为ns，变压器的辅助边线圈的匝数为na。

当原边控制芯片的drv为高电平时，第一可控开关s1闭合，原边导通，由于变压器的原边线圈和副边线圈的极性相反，故vs＝-vin*ns/np，且vs<0v≤vout，所以二极管d5反向截止，此时的变压器等效于一个电感，原边电流ipri增加，能量存储在变压器中，其中，ipri＝vin/lm*tonp(tonp为s1闭合的时间)，此时副边电流isec＝0，当ipri＝ipkp(ipkp为原边电流的最大值)时，drv为低电平，此时s1断开。

如图2所示，图2为开关电源系统原边电流与副边电流的关系示意图，当s1断开以后，磁芯中的磁通量会减小，因此变压器各个绕阻电压反向，故此时vs＝vout+vd5(vd5为二极管d5的正相输入端导通压降)。原边电流ipri＝0，此时副边电流的初始值为ipks＝ipkp*np/ns，并且副边电流以vs*(np/ns)²/lm的速率减小，也即isec＝ipks-vs*(np/ns)²/lm*t，当t＝tons时，isec＝0。设tons是副边电流从初始值降为0所用的时间，请参照图3，图3为tons产生方法示意图，其中，反馈引脚fb反应了副边有电流的时间，也即通过fb间接计算出副边的电流，即导通时间产生模块通过检测反馈引脚fb的波形产生tons信号，也就是当副边电流大于零时(只要副边有电流)，反馈引脚fb的电压就存在以下关系vfb＝na/ns*(vout+vd)>0，当副边电流降低为零后fb的电压会做减幅震荡，最终趋于零，然后开始下一个周期(下一个周期开始前副边电流一定要降到0)，此处tons为vfb＝na/ns*(vout+vd)的时间段。

稳态时开关电源系统的输出电流iout＝(q1+q2+…+qn)/t，t为n个周期所需时间。

在检测开关电压输出电流时，在开关电源系统中设置电流电测电阻r1，该电流电测电阻r1的一端与第一可控开关的一端连接，电流电测电阻r1的另一端接地，具体请参照图4，图4为现有技术中的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图，现有技术中，通过检测vcfilter，并代入公式iout＝k1k2*vcfilter来得到输出电流，其中k1＝1/2*(np/ns)，k2＝r1。为了保证系统的稳定性，需要iout回路的带宽足够低，达到50hz左右的带宽，所以需要r2*c1＝20ms，也即要求r2*c1足够大，因为芯片内部无法做出很大的r2，更无法做出很大的c1。通常做法是芯片内部做一个200kω的r2，然后通过一个cfilterpin连接到芯片外部的c1上。一方面，增加了封装的成本；另一方面，由于的电容较大，其成本较高，所以就增加了整个系统的成本。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统成为本技术领域的技术人员需要解决的问题。

技术实现要素：

本发明实施例的目的是提供一种开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统，在使用的过程中节约了封装成本，同时也降低了整个系统的成本。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种开关电源输出电流的检测电路，应用于开关电源系统，所述开关电源包括变压器、原边控制芯片、第一可控开关和电流检测电阻；所述检测电路包括：

输出端与所述第一可控开关的控制端连接、输入端与所述电流检测电阻的第一端连接的开关控制模块，用于在所述电流检测电阻两端的电压等于原边关断阈值电压时控制所述第一可控开关断开；

位于所述原边控制芯片内部的电流产生模块，用于依据所述原边关断阈值电压产生数值与原边电流最大值成比例的电流；

第一端与所述电流产生模块的输出端连接、第二端与电容的第一端连接的第二可控开关，所述电容的第二端接地；

输入端与反馈引脚连接、输出端与所述第二可控开关的控制端连接的导通时间产生模块，用于在tons时间内控制所述第二可控开关闭合；

第一端与所述电容的第一端连接、第二端接地的放电模块；

输入端与所述电容的第一端连接、输出端与所述放电模块的控制端连接的放电控制模块，用于在所述电容的电压大于基准电压时控制所述放电模块对电容释放预设电荷量的电，并在当前放电次数的基础上加1，直至所述电容的电压小于所述基准电压，以便根据放电次数和所述预设电荷量得到输出电流。

可选的，所述开关控制模块包括第一比较器；所述第一比较器的反相输入端作为所述开关控制模块的输入端，所述第一比较器的正相输入端接所述原边关断阈值电压，所述第一比较器的输出端作为所述开关控制模块的输出端。

可选的，所述放电控制模块包括第二比较器、触发器和计数器，其中：

所述第二比较器的第一输入端作为所述放电控制模块的输入端，所述第二比较器的第二输入端接所述基准电压，所述第二比较器的输出端与所述触发器的输入端连接；所述触发器的输出端与所述计数器的输入端连接，其公共端作为所述放电控制模块的输出端；所述触发器的触发端接脉冲触发信号，用于在所述第二比较器的第一输入端大于所述基准电压且所述触发端脉冲信号有效时控制所述放电模块对所述电容释放预设电荷量的电，并触发所述计数器在所述当前放电次数的基础上加1。

可选的，所述放电模块包括第三可控开关和恒流源，其中：

所述第三可控开关的第一端作为所述放电模块的第一端，所述第三可控开关的第二端与所述恒流源的输入端连接，所述恒流源的输出端作为所述放电模块的第二端，所述第三可控开关的控制端作为所述放电模块的控制端。

可选的，所述触发器为d触发器，则：

所述d触发器的输入端d作为所述触发器的输入端，所述d触发器的输出端q作为所述触发器的输出端；所述第二比较器的正相输入端作为其第一输入端，所述第二比较器的反相输入端作为第二输入端。

可选的，所述触发器为基本rs触发器，其中：

所述基本rs触发器的输入端s作为所述触发器的输入端，所述基本rs触发器的输出端作为所述触发器的输出端，所述基本rs触发器的输出端通过延时模块与输入端r连接；所述第二比较器的正相输入端作为其第一输入端，所述第二比较器的反相输入端作为其第二输入端。

可选的，所述电流产生模块包括放大器、可变电阻、第一电阻以及电流镜，所述电流检测电阻的阻值等于所述第一电阻的阻值，其中：

所述放大器的正相输入端作为所述电流产生模块的输入端，与所述第一比较器的正相输入端连接，其公共端与所述原边关断阈值电压连接，所述放大器的反相输入端分别与所述第一电阻的第一端以及所述可变电阻的第一端连接，所述放大器的输出端与所述可变电阻的控制端连接，所述第一电阻的第二端接地，所述可变电阻的第二端与所述电流镜的输入端连接，所述电流镜的输出端作为所述电流产生模块的输出端。

可选的，所述可变电阻为nmos，其中：

所述nmos的漏极作为所述可变电阻的第一端，所述nmos的源极作为所述可变电阻的第二端，所述nmos的栅极作为所述可变电阻的控制端。

本发明实施例还提供了一种开关电源系统，包括如上述所述的开关电源输出电流的检测电路。

本发明实施例提供了一种开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统，本发明实施例中在电流检测电阻两端电压大于原边关断阈值电压时，第一可控开关断开，此时变压器副边产生电流，导通时间产生模块在tons时间内控制第二可控开关闭合，从而使电流产生模块为电容充电，在电容充电的过程中电容与放电控制模块的第一输入端的公共端的电压升高，当电容的电压大于基准电压时，放电控制模块的输出端控制放电模块对电容释放预设电荷量的电，且放电控制模块对放电次数进行记录，即在当前放电次数的基础上加1，并重复上述操作直至电容的电压小于基准电压。从而可以根据0～t时间段内的总放电次数与预设电荷量得到0～t时间段内的总放电电荷量，进一步地，由总放电电荷量、时间t以及原边线圈与副边线圈的匝数即可得出0～t时间段内的输出电流。由上可知，本发明实施例中的输出电流的回路带宽由时间t来决定，与电阻和电容大小无关，所以本发明实施例中不需要电容具有很大的容值，故可以将电容集成在原边控制芯片的内部，与现有技术相比节省一个pin这样就节约了封装成本，并且还降低了电容成本及整个系统的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为开关电源系统的结构示意图；

图2为开关电源系统原边电流与副边电流的关系示意图；

图3为tons产生方法示意图；

图4为现有技术中的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图；

图5为本发明实施例一所提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图；

图6为本发明实施例二所提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图；

图7为本发明实施例三所提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图；

图8为图7中所述的d触发器构成的检测电路时序图；

图9为本发明实施例四所提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图；

图10为图9中所示的基本rs触发器构成的检测电路时序图。

具体实施方式

本发明实施例提供了一种开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统，在使用的过程中节约了封装成本，同时也降低了整个系统的成本。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图5，图5为本发明实施例提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图。

该开关电源输出电流的检测电路，应用于开关电源系统，开关电源包括变压器、原边控制芯片、第一可控开关和电流检测电阻；该检测电路包括开关控制模块1、电流产生模块2、第二可控开关3、导通时间产生模块4、电容5、放电模块6和放电控制模块7；其中：

输出端与第一可控开关的控制端连接、输入端与电流检测电阻的第一端连接的开关控制模块1，用于在电流检测电阻两端的电压等于原边关断阈值电压时控制第一可控开关断开；

位于原边控制芯片内部的电流产生模块2，用于依据原边关断阈值电压产生数值与原边电流最大值成比例的电流；

第一端与电流产生模块2的输出端连接、第二端与电容5的第一端连接的第二可控开关3，电容5的第二端接地；

输入端与反馈引脚连接、输出端与第二可控开关3的控制端连接的导通时间产生模块4，用于在tons时间内控制第二可控开关3闭合；

第一端与电容5的第一端连接、第二端接地的放电模块6；

输入端与电容5的第一端连接、输出端与放电模块6的控制端连接的放电控制模块7，用于在电容5的电压大于基准电压时控制放电模块6对电容5释放预设电荷量的电，并在当前放电次数的基础上加1，直至电容5的电压小于基准电压，以便根据放电次数和预设电荷量得到输出电流。

需要说明的是，在每个周期的tons时间内传输到副边的电荷q为q＝1/2*ipks*tons，将0～t时间段内传输到副边的电荷相加即可得到0～t时间段内由原边传输到副边的总电荷qout，那么qout/t即为0～t时间段内由原边传输到副边的平均电流，对于稳定系统，该电流即为系统输出电流iout。在本发明实施例中，t为n个周期所用的时间，iout的具体形式如下：

上式中

由于对于芯片u1来讲，副边电流ipks是未知量，又因为ipks＝ipkp*np/ns，所以可以用ipkp代替上式中的ipks，并且对于电源系统而言ipkp不是常数，并且每个周期其瞬时值可能不同。

具体的，原边关断阈值电压vref为芯片u1内部设定的一个阈值电压，该原边关断阈值电压vref与负载有关，并且其在空载时最小，在满载时最大。本发明实施例中，通过开关控制模块1对电流检测电阻r1两端的电压与原边关断阈值电压vref进行比较，当电流检测电阻r1的两端电压等于原边关断阈值电压时，也即当ipri*r1＝vref时，开关控制模块1的输出端输出相应的控制信号，并通过该控制信号控制第一可控开关s1断开，此时，原边的最大电流为max(ipri)＝vref/r1＝ipkp，副边开始产生输出电流。

本发明实施例中的电流产生模块2依据原边关断阈值电压vref产生数值与原边电流最大值ipkp成比例的电流，即所产生的电流为k*ipkp，其中，k大于零。导通时间产生模块4通过检测反馈引脚fb的波形产生tons信号(例如，当检测到反馈引脚fb的电压大于0.1时，令tons＝‘1’，否则，令tons＝‘0’)，并且在tons时间内控制第二可控开关3导通，使电流产生模块2通过产生的电流k*ipkp为电容5充电，例如可以使导通时间产生模块4在每个周期内的tons时间内输出高电平使第二可控开关33接通，继而使电流产生模块2为电容5充电。

可以理解的是，电容5在充电的过程中，电容5的第一端电压升高，由于电容5的第一端与放电控制模块7的输入端连接，所以放电控制模块7的输入端电压与电容5的第一端电压相等，放电控制模块7实时对电容5的第一端电压vc与基准电压v1进行比较，并当电容5的第一端电压vc大于基准电压v1(要求基准电压与电容5的升高电压值不大于原边控制芯片的最大承受电压)时，放电控制模块7输出相应的控制信号以控制放电模块6释放预设电荷量的电(比如a库伦)，并且对放电次数进行记录，也即在当前放电次数的基础上加1，从而对放电次数进行更新，并重复上述操作，直至电容5的第一端电压vc小于基准电压v1，并可以通过放电控制模块7实时查看t时刻的放电次数n，还可以计算出0～t时间段内总的放电电荷量为qdis＝n*a库伦，当t足够大时，qdis≈qchg(误差小于a库伦)，那么iout＝k3*qchg≈k3*qdis，所以可以得到0～t时间段内的平均输出电流iout＝k3*a*n＝a*np/(2*t*ns)*n。

需要说明的是，本发明实施例中的电流产生模块2可以实时依据原边关断阈值电压vref产生数值与原边电流最大值ipkp成比例的电流，也可以在开关控制模块1控制第一可控开关s1断开时依据原边关断阈值电压vref产生数值与原边电流最大值ipkp成比例的电流，具体方式不做限定。另外，开关控制模块1和放电控制模块7均可以采用单片机进行控制，当然也可以为其他的方式实现。

本发明实施例提供了一种开关电源输出电流的检测电路及开关电源系统，本发明实施例中在电流检测电阻两端电压大于原边关断阈值电压时，第一可控开关断开，此时变压器副边产生电流，导通时间产生模块在tons时间内控制第二可控开关闭合，从而使电流产生模块为电容充电，在电容充电的过程中电容与放电控制模块的第一输入端的公共端的电压升高，当电容的电压大于基准电压时，放电控制模块的输出端控制放电模块对电容释放预设电荷量的电，且放电控制模块对放电次数进行记录，即在当前放电次数的基础上加1，并重复上述操作直至电容的电压小于基准电压。从而可以根据0～t时间段内的总放电次数与预设电荷量得到0～t时间段内的总放电电荷量，进一步地，由总放电电荷量、时间t以及原边线圈与副边线圈的匝数即可得出0～t时间段内的输出电流。由上可知，本发明实施例中的输出电流的回路带宽由时间t来决定，与电阻和电容大小无关，所以本发明实施例中不需要电容具有很大的容值，故可以将电容集成在原边控制芯片的内部，与现有技术相比节省一个pin这样就节约了封装成本，并且还降低了电容成本及整个系统的成本。

请参照图6，图6为本发明实施例二所提供的另一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图，该开关电源输出电流的检测电路在实施例一的基础上：

作为优选的，开关控制模块1包括第一比较器11；第一比较器11的反相输入端作为开关控制模块1的输入端，第一比较器11的正相输入端接原边关断阈值电压，第一比较器11的输出端作为开关控制模块1的输出端。

需要说明的是，本发明实施例中的开关控制模块1具体可以为第一比较器11，第一比较器11的反相输入端与电流检测电阻r1的第一端连接，第一比较器11的正相输入端接原边关断阈值电压vref，当第一比较器11的反相输入端输入的电压(即电流检测电阻r1的电压)等于原边关断阈值电压vref时，第一比较器11输出低电平，以控制第一可控开关断开s1。本发明实施例中采用第一比较器11作为开关控制模块1，使用方便，且成本较低。

当然，本发明实施例中的电流产生模块2的输入端可以和第一比较器11的正相输入端同时接原边关断阈值电压vref，以使电流产生模块2依据原边关断阈值电压vref产生数值与原边电流最大值ipkp成比例的电流。

另外，本发明实施例中的开关控制模块1不仅限于包括第一比较器11，也可以包括其他的具体器件，本申请对此不作特殊限定，能实现本发明实施例的目的即可。

作为优选的，放电控制模块7包括第二比较器71、触发器72和计数器73，其中：

第二比较器71的第一输入端作为放电控制模块7的输入端，第二比较器71的第二输入端接基准电压，第二比较器71的输出端与触发器72的输入端连接；触发器72的输出端与计数器73的输入端连接，其公共端作为放电控制模块7的输出端；触发器72的触发端接脉冲触发信号，用于在第二比较器71的第一输入端大于基准电压且触发端脉冲信号有效时控制放电模块6对电容5释放预设电荷量的电，并触发计数器73在当前放电次数的基础上加1。

可以理解的是，当电容5充电时电容5的第一端电压升高，当第二比较器71检测到电容5的第一端电压vc大于基准电压v1时，也即第二比较器71的第一输入端电压大于其第二输入端电压时，第二比较器71输出相应的控制信号至触发器72，并且在此基础上当触发器72的触发端脉冲信号有效时，触发器72的输出端控制放电模块6对电容5释放预设电荷量的电，与此同时触发器72触发计数器73在当前放电次数的基础上加1，也即每对放电模块6放一次电，计数器73就加1，从而对放电次数进行精确的统计。

本发明实施例中通过第二比较器71、触发器72和计数器73的相互配合可以确保计数的准确度。当然，本发明实施例中的放电控制模块7也不仅限于包括第二比较器71、触发器72和计数器73，还可以为其他具体的电路结构，本申请对此不作特殊限定，能实现本发明实施例的目的即可。

作为优选的，放电模块6包括第三可控开关61和恒流源62，其中：

第三可控开关61的第一端作为放电模块6的第一端，第三可控开关61的第二端与恒流源62的输入端连接，恒流源62的输出端作为放电模块6的第二端，第三可控开关61的控制端作为放电模块6的控制端。

具体的，恒流源62是一种高精度交流稳流电源，具有响应速度快，恒流精度高的优点，所以本发明实施例中可以通过恒流源62对电容5进行精确放电，具体可以对恒流源62进行设置，使每次释放的电荷量为预设电荷量，从而当第三可控开关61导通时，也即通过恒流源62对电容5释放预设电荷量的电，以保证电量释放的精确度，从而确保输出电流计算精确度。

当然，本发明实施例中的放电模块6也不仅限于包括第三可控开关61和恒流源62，还可以为其他具体的电路结构，本申请对此不作特殊限定，能实现本发明实施例的目的即可。

请参照图7，图7为本发明实施例三所提供的另一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图，该开关电源输出电流的检测电路在实施例一的基础上：

作为优选的，触发器72为d触发器721，则：

d触发器721的输入端d作为触发器72的输入端，d触发器721的输出端q作为触发器72的输出端；第二比较器71的正相输入端作为其第一输入端，第二比较器71的反相输入端作为第二输入端。

具体的，本申请中选用d触发器721，d触发器721具有可靠性高，抗干扰能力强的优点。

如图8所示，图8为图7中所述的d触发器721构成的检测电路时序图，需要说明的是，d触发器721的触发端脉冲信号为clk，第二比较器71的输出信号也即d触发器721的输入端d的输入信号为comp_o，d触发器721的输出端q的输出信号为dis。当第二比较器71的正相输入端电压大于其反相输入端电压时，也即电容5的第一端电压vc大于基准电压v1时，第二比较器71输出端comp_o为高电平。

需要说明的是，在clk的上升沿将q更新为d的值，即：若在clk的上升沿时d＝“1”则将q更新为“1”；若上升沿时，d＝“0”则将q更新为“0”。

在本发明实施例中，如果dis＝“1”，那么在clk的下降沿时计数器73加1，即在001阶段查看计数器73其数值为1，在010阶段查看计数器73其数值为2，在011阶段查看计数器73数值为3，并以此类推。将clk的周期计为tclk，则电容5每次释放的电荷量为a＝iref*tclk。

当实时查看时间t时计数器73中的数值n，0～t时间段内总的放电电荷量为qdis＝n*a库伦，则0～t时间段内的平均输出电流iout＝k3*a*n。

作为优先的，电流产生模块2包括放大器21、可变电阻22、第一电阻23以及电流镜24，电流检测电阻的阻值等于第一电阻23的阻值，其中：

放大器21的正相输入端作为电流产生模块2的输入端，与第一比较器11的正相输入端连接，其公共端与原边关断阈值电压连接，放大器21的反相输入端分别与第一电阻23的第一端以及可变电阻22的第一端连接，放大器21的输出端与可变电阻22的控制端连接，第一电阻23的第二端接地，可变电阻22的第二端与电流镜24的输入端连接，电流镜24的输出端作为电流产生模块2的输出端。

需要说明的是，放大器21依据原边关断阈值电压vref调节可变电阻22的大小，进一步调节电流镜24的输入端电流，使得电流镜24的输入端电流的数值与原边电流最大值ipkp成比例，即电流镜24的输入端电流为k*ipkp，进而使得电流镜24的输出端电流为k*ipkp。

进一步的，电流镜24可以包括第一pmos241和第二pmos242，其中：

第一pmos241的漏极与第二pmos242的漏极连接，其公共端接电源，第一pmos241的源极作为电流镜24的输入端，其栅极与第二pmos242的栅极连接，第二pmos242的源极作为电流镜24的输出端。

作为优先的，可变电阻22为nmos，其中：

nmos的漏极作为可变电阻22的第一端，nmos的源极作为可变电阻22的第二端，nmos的栅极作为可变电阻22的控制端。

本申请中选用nmos来作为可变电阻22，具有调节方便，精度高的优点。

当然，可变电阻22不仅限于为nmos，还可以为其他类型的可变电阻22，本发明实施例中对其具体实现形式不做特殊的限定，能实现本发明实施例的目的即可。

进一步的，第一可控开关s1为第一npn型三极管，其中：

第一npn型三极管的集电极作为第一可控开关s1的第一端，第一npn型三极管的发射极作为第一可控开关s1的第二端，第一npn型三极管的基极作为第一可控开关s1的控制端。

需要说明的是，本申请中选用第一npn型三极管来作为第一可控开关s1，具有易于控制、低损耗的优点。当然，第一可控开关s1还可以为nmos或者其他类型的可控开关，本发明实施例在此不做特殊的限定，能实现本发明实施例的目的即可。

更进一步的，第二可控开关3为第二npn型三极管，其中：

第二npn型三极管的集电极作为第二可控开关3的第一端，第二npn型三极管的发射极作为第二可控开关33的第二端，第二npn型三极管的基极作为第二可控开关3的控制端。

本申请中选用第二npn型三极管来作为第二可控开关3，具有易于控制、低损耗的优点。当然，第二可控开关3还可以为nmos或者其他类型的可控开关，本发明实施例在此不做特殊的限定，能实现本发明实施例的目的即可。

更进一步的，第三可控开关61为第三npn型三极管，其中：

第三npn型三极管的集电极作为第三可控开关61的第一端，第三npn型三极管的发射极作为第三可控开关61的第二端，第三npn型三极管的基极作为第三可控开关61的控制端。

本申请中选用第三npn型三极管来作为第三可控开关61，具有易于控制、低损耗的优点。当然，第三可控开关61还可以为nmos或者其他类型的可控开关，本发明实施例在此不做特殊的限定，能实现本发明实施例的目的即可。

本发明实施例所提供的开关电源输出电流的检测电路与实施例一所提供的开关电源输出电流的检测电路具有相同的优点。

实施例四

请参照图8，图8为本发明实施例三所提供的一种开关电源输出电流的检测电路的结构示意图，该开关电源输出电流的检测电路在上述实施例的基础上：

作为优选的，触发器72为基本d触发器722，其中：

基本d触发器722的输入端s作为触发器72的输入端，基本d触发器722的输出端作为触发器72的输出端，基本rs触发器722的输出端通过延时模块与输入端r连接；第二比较器71的正相输入端作为其第一输入端，第二比较器71的反相输入端作为其第二输入端。

如图9所示，图9为图8中所述的基本d触发器722构成的检测电路时序图，需要说明的是，延时模块93的预设延时时间为tdis，第二比较器71的输出信号也即基本d触发器722的输入端s的输入信号为comp_o，基本d触发器722的输出端的输出信号为dis。当第二比较器71的正相输入端电压大于其反相输入端电压时，也即电容5的第一端电压vc大于基准电压v1时，第二比较器71输出端comp_o为高电平。

需要说明的是，当第二比较器71输出端comp_o为高电平时，基本d触发器722的输出端的输出信号dis为高电平，控制第三可控开关61接通，使电容5放电，其放电时间为延时时间(delay)tdis，此时计数器73加1，即在即在001阶段查看计数器73其数值为1，在010阶段查看计数器73其数值为2，在011阶段查看计数器73数值为3，在100阶段查看计数器73数值为4，并以此类推。

其中，电容5每次释放的电荷量为a＝iref*tdis。

当实时查看时间t时计数器73中的数值n，0～t时间段内总的放电电荷量为qdis＝n*a库伦，则0～t时间段内的平均输出电流iout＝k3*a*n。

对于本发明提供的开关电源系统的开关电源输出电流的检测电路的介绍请参照上述装置实施例，本发明在此不再赘述。

在上述实施例的基础上，本发明实施例还提供了一种开关电源系统，包括如上述的开关电源输出电流的检测电路。

需要说明的是，本发明实施例中的开关电源系统具有与上述开关电源输出电流的检测电路相同的有益效果，另外，对于本发明实施例中所涉及到的开关电源输出电流的检测电路的具体介绍请参照上述实施例，本申请在此不再赘述。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。