低噪声量化反馈配置的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2018年6月28日提交的临时申请第62/691,504号的优先权以及于2019年6月26日提交的美国申请第16/454,010号的优先权，这两件申请通过引用将其全部内容并入本文。

本发明一般涉及西格玛德尔塔调制器，并且更具体地涉及没有共模控制环路的西格玛德尔塔调制器。

背景技术：

可以在控制环路中使用量化反馈来执行模拟至数字的转换。具有这样的特征的模拟至数字转换器(adc)通常被称为西格玛德尔塔(σδ)转换器或σδ调制器，调制器术语指的是具有某种符号模式的输出数字数据流或者由控制环路对其施加的调制。术语σδ调制器和噪声整形控制环路在本领域中通常可互换地使用，尽管后者更具描述性。电路设计者经常喜欢使用这样的σδ调制器，因为在许多情况下，这样的σδ调制器可能比其他类型的adc更容易设计并且制造成本更低。

在这样的噪声整形控制环路中，在输入端施加连续的模拟信号，并且从输出端显现表示该信号的数字模式。通过控制环路中的一个或更多个量化元件，例如通过环路中的针对任何给定连续输入量具有离散的非连续输出值集合的非线性元件例如触发器或比较器来产生数字信号。

σδ调制通过将反馈参数约束到至少两个特定值的集合中的一个来进行工作，并且任意阶的控制环路确保平均反馈值等于输入。与由量化元件必然引入的理想连续反馈的瞬时偏差表示噪声，并且复杂的、可能高阶的控制环路可以对该噪声进行抑制或“整形”。对噪声进行“整形”意味着对其进行滤波，通常是为了使其不出现在某些频带中。因此，环路进行操作以在某些感兴趣的频带中抑制该噪声，通常以与应用无关的频带中的噪声增加为代价。因此，σδ调制器有时也被称为“噪声整形环路”。

在一些σδ调制器中，输入参数是电路的一部分中的电流(或电流差)，并且生成两个或更多个电流(或差电流)以提供反馈。图1示出了现有技术的电路100的示例，其中使输入差电流在晶体管m1和m2的漏极中流动。在这种情况下，必须使“共模电流”平衡，即通过m1和m2的漏极的电流之和必须等于电流源i3、i4和i5中的电流之和。

电路100的共模控制部分即晶体管m1和m2下面的部件增加了复杂度和成本。此外，每当电路通过使两个量的差归零来进行操作时，如在电路100中那样，这仅使得这些量的标称值相等；如果量具有相关噪声，则该噪声未被消除，而是作为各个噪声分量的和的平方根保留在两个量的差值中。

由于这些原因，通过消除任何共模控制来改善σδ调制器的性能的简单且廉价的方式可能是有用的。

技术实现要素：

本申请描述了用于改善σδ调制器的性能的设备和方法。

一个实施方式描述了一种设备，包括：电压至电流转换器，该电压至电流转换器包括：第一晶体管和第二晶体管，每个晶体管具有栅极、源极和漏极；输入信号源，其连接在第一晶体管的栅极与第二晶体管的栅极之间，并提供输入信号；电阻器，其连接在第一晶体管的源极与第二晶体管的源极之间；第一电流源，其连接至第一晶体管的源极并连接至电源；第二电流源，其连接至第二晶体管的源极并连接至电源；其中，来自第一晶体管的漏极的电流与来自第二晶体管的漏极的电流之间存在差值，电流之间的差值表示输入信号；电容器，其连接在第一晶体管的漏极与第二晶体管的漏极之间；开关，其连接至第一晶体管的漏极和第二晶体管的漏极并且具有两个位置，第一位置将第一晶体管的漏极连接至地并使第二晶体管的漏极不连接至地，并且第二位置将第二晶体管的漏极连接至地并使第一晶体管的漏极不连接至地；以及控制电路，其测量电容器两端的电压并使得开关在两个位置之间改变，以使电容器上的电荷的平均值保持为零。

另一实施方式描述了一种设备，包括：电压至电流转换器，该电压至电流转换器包括：第一晶体管和第二晶体管，每个晶体管具有栅极、源极和漏极；输入信号源，其连接在第一晶体管的栅极与第二晶体管的栅极之间；电阻器，其连接在第一晶体管的源极与第二晶体管的源极之间；第一电流源，其连接至第一晶体管的源极并连接至电源；第二电流源，其连接至第二晶体管的源极并连接至电源；其中，来自第一晶体管的漏极的电流与来自第二晶体管的漏极的电流之间存在差值，电流之间的差值表示输入信号；电容器，其连接在第一晶体管的漏极与第二晶体管的漏极之间；第三晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极和栅极连接至第一晶体管的漏极；第四晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极连接至第一晶体管的漏极；第五晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极和栅极连接至第二晶体管的漏极和第四晶体管的栅极；第六晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极连接至第一晶体管的漏极和第三晶体管的栅极；开关，其连接至第三晶体管的漏极、第四晶体管的漏极、第五晶体管的漏极和第六晶体管的漏极并具有两个位置，第一位置将第三晶体管的漏极和第四晶体管的漏极连接至地并使第五晶体管的漏极和第六晶体管的漏极不连接至地，并且第二位置将第五晶体管的漏极和第六晶体管的漏极连接至地并使第三晶体管的漏极和第四晶体管的漏极不连接至地；以及控制电路，其测量电容器两端的电压并使得开关在两个位置之间改变，以使电容器上的电荷的平均值保持为零。

附图说明

图1是现有技术中已知的σδ调制器的图。

图2是现有技术中已知的另一种σδ调制器的图。

图3是根据一个实施方式的没有共模控制环路的σδ调制器的图。

图4是根据另一实施方式的没有共模控制环路的σδ调制器的图。

图5是根据又一实施方式的没有共模控制环路的σδ调制器的图。

具体实施方式

本申请描述了一种改进的σδ调制器，该σδ调制器可以用作adc。在一个实施方式中，σδ调制器不具有共模控制环路，并且没有参考电流。这导致复杂性降低，即，更少的部件，以及降低的噪声。

如上所述，图1示出了现有技术的σδ调制器电路100的示例，其中使输入差电流在晶体管m1和m2的漏极中流动。这之所以发生是因为由于输入电压vsig1，电流源i1和i2的标称相等电流的一部分流过电阻器rsig1，该输入电压vsig1被施加到晶体管m1和m2的栅极。

具有电流源i1和i2、晶体管m1和m2、电阻器rsig1和输入电压源vsig1的电路100的上部的这种配置对于本领域技术人员来说是公知的，并且构成通常所称的电压至电流(v至i)转换器。v至i转换器将输入电压vsig1转换成输入差电流iin，该输入差电流iin从晶体管m1和m2的漏极流到电路100的下部。(在一些应用中，在m1和m2源端子之间施加的输入电流源可以替换输入电压源vsig1。)

输入差电流iin流入电流源i4和i5，电流源i4和i5也是标称相等电流。因此，如果不存在参考电流源i3和开关s1，则该输入差电流iin不能通过相等的电流源i4和i5，因此将会累积在电容器c1上。

然而，参考电流源i3和开关s1的存在导致i3的电流被加到电流源i4或i5的电流，因此在晶体管m1和m2的漏极处出现不同量的电流。因此，该差值被加到输入差电流iin或被从输入差电流iin减去，从而改变电容器c1两端的电压。

控制环路(未示出)通过检查输出out和outb之间的电压差来检查电容器c1两端的电压。然后控制环路根据需要驱动开关s1改变其位置，以确保平均输入差电流iin等于由开关s1修改的i3电流，即i3电流乘以开关s1在其两种状态中花费的时间差。

除此之外，必须平衡“共模电流”；也就是说，通过m1和m2漏极的电流之和必须等于通过源i3，i4和i5的电流之和。如果不是这种情况，则电容器c1左侧和右侧的电压将分别向电源电位或地移动。电容器c1的左侧和右侧的电压是共模电压，而电容器两端累积的平均电压是正常模式电压。正常模式电压由控制环路检查并改变开关s1。在现有技术中，还必须存在共模电压控制环路，其保持电压不会过高或过低。

图1包括共模电压控制环路的一个示例。放大器u1的一个输入是电阻器r1和r2的中心抽头处的电压，并且另一个输入是电压cmv。放大器u1对电阻器r1和r2两端的电压求和，并调节电流i4和i5以将共模电压维持在值cmv。

这种类型的现有技术西格玛德尔塔调制器的另一示例是图2的电路200，该调制器是飞利浦的pm2517自动数字万用表中使用的单比特一阶σδ调制器；参见飞利浦技术手册，vol38,1978/79，no.7/8，第187页。同样，共模环路被使用，其中，晶体管t1和t2之间的电流差与来自晶体管t3和t4的电流平衡。电流下行到电路200的一侧或另一侧；右侧的电压是恒定的，而左侧的电压可以上下变化。量化信号对左侧和右侧二者进行反馈。

在电路200中，晶体管t1和t2各自接收标称相等电流(来自它们下面的电流源)。通过基于电阻器rconv上的输入信号修改流过晶体管t1和t2的电流来实现共模控制。因此，通过晶体管t1的电流不同于通过晶体管t2的电流，并且比较器201的输出被馈送到触发器202，该触发器202用于将电压施加到晶体管t3和t4的栅极，从而导致晶体管t3和t4切换iref电流以补偿该差值。

图1和图2的现有技术电路中的另一问题是存在噪声。如上所述，每当电路通过使两个量的差归零来操作(这可以在图1和图2的现有技术电路100和200的情况下看出)时，仅会使得量的标称值相等。因此，如果量具有相关噪声，则不会消除相关噪声；相反，相关噪声仍然存在于两个量之间的差中，作为各个噪声的和的平方根。

例如，为了获得平均值零，可以生成一系列值，例如：

1-11-1

而要获得平均值1，序列可能是：

1111

并且平均值0.5可以表示为：

111-1111-1

然而，1和-1的值可能具有噪声，因此替代这些期望值，实际值可以是例如0.9和-0.95。

在图2的电路200中，信号iref中存在的噪声被加到v至i转换器块中的两个可调电流源的噪声。共模电路使iref的绝对值与两个可调电流的总和相匹配，但不会降低噪声。类似地，在图1的电路100中，电流源i3中存在的噪声将噪声加到可调电流源i4和i5的噪声中。

图3示出了根据一个实施方式的σδ调制器电路300。与图1的电路100一样，电路300的上部包含电流源i1和i2、晶体管m1和m2、电阻器rsig1和输入电压源vsig1，其同样包括v至i转换器。

来自电路300中的晶体管m1和m2的漏极的电流之间的输入差电流iin以与电路100中相同的方式产生，并且开关s1的动作类似地由控制电路(未示出)控制。然而，在电路300中没有平衡电流，即电路300中不存在电路100的电流源i4和i5。电路300中也不存在电路100的电流源i3的反馈电流。替代地，开关s1迫使电路300的一侧或另一侧接地，并断开另一侧，使其处于共模电压，因为该侧上的电流无处可去只能进入电容器c1。

在没有电路100的反馈电流i3或电路200的参考电流iref的情况下，在图3中似乎没有参考。不是将输入信号与参考电流进行比较，而是将输入信号与最大可能的信号进行比较。也就是说，当所有输入电流在一个方向或另一个方向上穿过rsig1时，这用作参考。

尽管不存在参考电流或反馈电流，但电路300仍然操作以提供量化反馈。这可以通过比较电路300的效果与电路100的效果来看出。

在图1的电路100中，可以看出：取决于开关s1的状态，电容器c1将以等于差电流iin的电流加上或减去电流i3(即，iin+i3或iin-i3)的电流充电，再次假设电流i1，i2，i3和i4都相等。

在图3的电路300中，不再存在电流源i3，i4和i5。在这种情况下，同样取决于开关s1的状态，电容器c1将以iin+i1或iin-i2的电流充电；电容器c1两侧的电压被比较，并用于通过控制信号c控制开关s1，以保持电容器c1两端的平均值等于零。由于假设i1和i2的电流相等，因此电流源i3的作用被这些电流源所取代，这些电流源现在充当参考电流。

因此，在电路100和电路300二者中，开关s1的控制环路反馈将使电容器上的电荷的平均值保持为零，并且在电路100和电路300二者中，控制环路输出因此是σδ调制器通常工作方式中的输入电压的量度。然而，电路300的实施方式不需要电路100的共模反馈电路的大部分部件，即不需要电阻器r1和r2、放大器u1以及电流源i3，i4和i5，同时提供所预期的电容器c1两端的正常模式电压。

如上所述，在图2的电路200和图1的电路100中，信号iref或i3中存在的噪声分别被加到两个可调电流源的噪声。共模反馈电路使iref的绝对值匹配电路200中的两个可调电流的总和，以及使i1和i2的电流之和匹配电路100中的i3，i4和i5的电流之和，但它不会降低噪声。相比之下，在图3的电路300的实施方式中，由于没有参考电流，因此噪声减小。唯一的噪声是电流i1和i2的噪声。因此，因为不需要共模控制，本实施方式从电路中去除部件，并且还降低了电路中的噪声。

如上所述，图3的电路300中的电容器c1两端的正常模式电压是预期的。然而，在某些情况下，c1的每一侧上的电压可能具有不连续的奇数波形，因为电压斜坡上至共模电压或下至接地。

图4示出了另一个实施方式，其中可以将附加部件添加到电路300以避免这些不连续性，同时保留电路300的两个优点，即缺少共模控制和降低噪声。在电路400中，晶体管m3、m4、m5和m6被添加到电路300的配置中，使得当输入差电流iin不流到电容器c1上时，输入差电流iin不再通过开关s1直接流到地，而是流过某些晶体管。

因此，当开关s1处于适当位置时，电容器c1的每一侧上的电压不再接地，而达到在i1和i2源的电流水平下操作的晶体管m3至m6的栅极电压。

当开关s1处于图4所示的位置时，来自晶体管m2的电流不能流入晶体管m4或m6，因为它们的源是断开的。该电流也不能进入晶体管m5的栅极。因此，来自m2的所有电流必须流入电容器c1，正如图3的电路300中那样。

晶体管m3是二极管连接的，即其栅极和漏极是连接的。其阈值电压因此是晶体管m6的阈值电压。当开关s1改变位置时，来自晶体管m2的所有电流将被拉到晶体管m6并因此被接地，但是电容器c1右侧的电压将达到阈值电压而不是接地，同时电容器c1上的电压将保持在正常模式电压。

电路400是在当前实施方式中如何将输入差电流iin连接到低阻抗(在这些示例中为接地)或被允许在电容器中流动的另一示例。只要以这种方式切换所有电流，电路中的噪声就会保持很低。如果电流并非全部导向低阻抗节点或被允许对电容器充电，则由于将电流分成两部分而会存在额外的噪声。

例如，如果电路被构造成允许交替地80％的电流流到电容器并且20％的电流流到地，接着是20％的电流流到电容器并且80％的电流流到地，则由于执行将电流划分成80％部分和20％部分的装置，将存在额外的噪声。这强调了当前实施方式的特征在于，首先，不存在单独的参考源，其次，100％的电流被引导到反馈装置的事实。

图5示出了图4的替换实施方式，其中输入电压源vsig1由输入电流源isig1代替。在图3和图4的实施方式中，输入差电流iin如图1和图2的现有技术中那样由公知现有技术v至i转换器产生。由于输入差电流iin仅仅是来自晶体管m1和m2的漏极的电流之间的差，因此输入差电流iin，如图5的电路500所示，可以从v至i的器件之间的输入电流源isig1而不是从输入电压源产生。类似地，图3的电路300中的输入电压源vsig1可以由输入电流源替代。

通过组合这些特征，可以构造降低部件数量和存在的噪声量二者的σδ调制器。本领域技术人员将理解，可以根据这些原理构建任何阶的σδ调制器。

以上已经参考若干实施方式说明了所公开的系统。鉴于本公开，其他实施方式对于本领域技术人员而言将是明显的。所描述的方法和设备的某些方面可以使用除了上述实施方式中描述的配置之外的配置或者结合与上述元件不同的元件或者除了上述元件之外的元件来容易地实现。

例如，如本领域技术人员所熟知的，各种选择对本领域技术人员而言将是明显的。此外，晶体管和相关反馈环路、电阻器等的图示是示例性的；本领域技术人员将能够选择适于特定应用的适当数量的晶体管和相关元件。

本公开旨在涵盖对实施方式的这些和其他变型，本公开仅由所附权利要求限制。