一种用于补偿LDO输出极点的前馈补偿方法和电路与流程

本发明属于模拟集成电路设计领域，涉及一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿方法和实现该前馈补偿方法的具体电路。

背景技术：

低压差线性稳压器（lowdropoutregulator，ldo）具有压差低、转换效率高的特点，在便携电子产品供电领域有广泛的应用前景。ldo通常包括误差放大器、功率管、分压网络和负载，ldo的输出信号vout经过分压网络获得反馈信号vfb后与参考电压一起经过误差放大器处理，误差放大器的输出信号控制功率管的栅端，功率管的源漏接在ldo输入端和输出端之间。ldo目前存在的关键问题是环路稳定性问题，由于ldo输出极点的位置会随着负载变化，导致电路稳定性不高。现有的经常用于补偿ldo输出极点的方法有以下两种：

第一种补偿ldo输出极点的方法是使用前馈电容引入和环路增益相关的零点来补偿ldo输出极点，例如申请号为201110329842.8的中国专利申请公开了在ldo输出信号vout和反馈信号vfb之间跨接一个前馈电容，产生零极对补偿系统相位，但该方法在分压网络两个电阻相差较小时，补偿作用也会减小，不能保持ldo输出稳定。第二种补偿ldo输出极点的方法是使用可变零点来补偿输出极点的负载电流变化，通过提供一个动态零点补偿，确保ldo在全负载大范围内稳定。但是可变零点技术只能补偿随着负载电阻变化而变化的情况，不能补偿随着输出电容变化而变化的情况。且现有的补偿技术主要应用在pmos管作为ldo功率管的情况，难以适应nmos功率管的ldo。

技术实现要素：

针对现有的补偿ldo输出极点方法中存在的不能补偿输出电容变化、以及不能适应nmos功率管的不足之处，本发明提出一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿方法，通过引入一个和nmos功率管栅电压相关的信号并使其通过带通电路后反馈到ldo的反馈电压上，这样利用前馈补偿形成一个固定的增益和相位，再与ldo本身功率管回路的增益并联之后，就可以得到和功率管回路输出极点相关的零点，能够实现相位裕度不会随着输出极点的衰减而衰减。

本发明提出的前馈补偿方法的技术方案为：

一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿方法，所述ldo包括误差放大器、nmos功率管、分压网络、负载电阻和负载电容，所述nmos功率管的漏极连接ldo的输入电压，其源极连接ldo的输出端并通过所述分压网络产生反馈电压，所述负载电阻和所述负载电容都接在所述ldo的输出端和地之间，所述误差放大器的两个输入端分别连接所述反馈电压和参考电压，其输出信号用于控制所述nmos功率管的栅极电压；

所述前馈补偿方法为：首先采样所述nmos功率管的栅极电压获得采样信号，然后将所述采样信号通过一个带通滤波电路后反馈到所述反馈电压中。

具体的，设置采样电路获取所述采样信号，所述采样电路包括一个尺寸小于所述nmos功率管的nmos采样管和一个偏置电流源，所述nmos采样管的栅极和漏极分别连接所述nmos功率管的栅极和漏极，nmos采样管的源极输出所述采样信号并连接所述偏置电流源。

具体的，所述带通滤波电路包括第一电阻、第一电容、第二电阻和第二电容，第一电阻的第一连接端连接所述采样信号，第一电阻的第二连接端一方面通过第一电容后连接所述反馈电压，另一方面依次通过第二电容和第二电阻后接地。

具体的，所述采样电路和所述带通滤波电路构成前馈补偿结构，所述前馈补偿结构的传递函数av1的增益固定；所述ldo内部反馈回路的传递函数av2与所述前馈补偿结构的传递函数av1叠加之后在所述反馈电压处得到一个与所述ldo输出极点相关的零点。

本发明的另一目的，就是提出一种能够实现本发明提出的前馈补偿方法的前馈补偿电路，前馈补偿电路的技术方案如下：

一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿电路，所述ldo包括误差放大器、nmos功率管、分压网络、负载电阻和负载电容，所述nmos功率管的漏极连接ldo的输入电压，其源极连接ldo的输出端并通过所述分压网络产生反馈电压，所述负载电阻和所述负载电容都接在所述ldo的输出端和地之间，所述误差放大器的两个输入端分别连接所述反馈电压和参考电压，其输出信号用于控制所述nmos功率管的栅极电压；

所述前馈补偿电路包括采样模块和带通滤波模块，所述采样模块用于采样所述nmos功率管的栅极电压获得采样信号并输出到所述带通滤波模块的输入端，所述带通滤波模块的输出信号叠加到所述反馈电压上。

具体的，所述采样模块包括一个尺寸小于所述nmos功率管的nmos采样管和一个偏置电流源，所述nmos采样管的栅极和漏极分别连接所述nmos功率管的栅极和漏极，所述nmos采样管的源极输出所述采样信号并连接所述偏置电流源。

具体的，所述带通滤波模块包括第一电阻、第一电容、第二电阻和第二电容，第一电阻的第一连接端连接所述采样信号，第一电阻的第二连接端一方面通过第一电容后连接所述反馈电压，另一方面依次通过第二电容和第二电阻后接地。

本发明的有益效果为：本发明不仅能够补偿ldo负载电阻的变化，也能够补偿ldo负载电容的变化；同时采用本发明的方案对ldo进行前馈补偿时，ldo的相位裕度不会随着输出极点的衰减而衰减；另外本发明能够适应nmos功率管的ldo，且整体结构简单，易于实现。

附图说明

下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。

图1是本发明提出的一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿电路在实施例中的一种具体实现结构示意图。

图2是ldo中不带前馈通路的基本反馈回路示意图。

图3是图2结构的波特图。

图4是本发明提出的一种用于补偿ldo输出极点的前馈补偿电路在没有ldo直流反馈通路时的前馈通路示意图。

图5是图4结构的波特图。

图6是图2结构的传输函数av1、图4结构的传输函数av2、图1结构的传输函数av3的波形以及其对应相位随着负载电阻变化的曲线图。

图7是图2结构的传输函数av1、图4结构的传输函数av2、图1结构的传输函数av3的波形以及其对应相位随着负载电容变化的曲线图。

图8是av1、av2、av3随着输出极点变化而变化的相位裕度补偿示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明进行详细地说明。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在本发明中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

低压差线性稳压器ldo通常包括误差放大器、nmos功率管、分压网络、负载电阻rl和负载电容cl，nmos功率管的漏极连接ldo的输入电压vin，其源极连接ldo的输出端并通过分压网络产生反馈电压vfb；负载电阻rl和负载电容cl都接在ldo的输出端和地之间；误差放大器的两个输入端分别连接反馈电压vfb和参考电压，其输出信号用于控制nmos功率管的栅极电压vg；分压网络通常是电阻分压网络，包括两个分压电阻rfb1和rfb2串联并接在ldo的输出端和地之间，将ldo输出电压vout进行分压获得反馈电压vfb。

图2所示为不带本发明提出的前馈补偿电路的ldo基本反馈回路，其环路的增益函数是

其中是nmos功率管的跨导，是负载电阻rl的电阻值，、分别是分压电阻rfb1和rfb2的电阻值。这里先忽略等效串联电阻esr的影响，所以ldo基本反馈回路的环路增益主要是单极点系统，其理论的波特图如图3所示，图3中，的折点处为。

本发明提出的前馈补偿方法是先采样nmos功率管的栅极电压vg获得采样信号vs1，然后将采样信号vs1通过一个带通滤波电路后反馈到反馈电压vfb中。这样利用采样电路引入了一个和nmos功率管栅电压vg相关的采样信号vs1，并且使采样信号vs1通过带通滤波电路反馈到反馈电压vfb上，这样采样电路和带通滤波电路形成的前馈补偿电路网络会形成一个固定的增益和相位，再与ldo功率管回路的增益并联之后就可以得到和功率管回路输出极点相关的零点，以实现对ldo相位裕度的补偿，使得相位裕度不会随着输出极点的衰减而衰减，不仅能够补偿负载电阻的变化，也能够补偿负载电容变化。

如图1所示给出了获取采样信号vs1的采样电路的一种具体实现结构，本实施例中采样电路包括一个尺寸小于nmos功率管的nmos采样管和一个偏置电流源ibias，nmos采样管的栅极和漏极分别连接nmos功率管的栅极和漏极，nmos采样管的源极输出采样信号vs1并连接偏置电流源ibias。nmos采样管和偏置电流源ibias构成一个源随器（source-follower），小尺寸的nmos采样管与大尺寸的nmos功率管构成相应比例以实现采样，ibias可以是内部的偏置，不同的ibias对本发明的前馈补偿环路的dc增益有影响，但不影响前馈补偿环路产生零极点的位置。

如图1所示还给出了带通滤波电路的一种具体实现结构，包括第一电阻rc1、第一电容cc1、第二电阻和rc2和第二电容cc2，第一电阻rc1的第一连接端连接采样信号vs1，第一电阻rc1的第二连接端一方面通过第一电容cc1后连接反馈电压vfb，另一方面依次通过第二电容cc2和第二电阻rc2后接地。

如图4是实施例中采用的前馈补偿电路在没有ldo本身直流反馈通路的情况，可以看到其主要构成部分是包括nmos采样管和偏置电流源ibias的源随器，以及第一电阻rc1、第一电容cc1、第二电阻和rc2、第二电容cc2和分压电阻rfb1、rfb2构成的前馈回路，该前馈回路的增益函数是固定的，其波特图如图5所示，可以看出前馈回路拥有一个零点和两个极点，其中零点位于s=0的位置，另外两个极点由rc1、cc1、rc2、cc2的取值以及rfb1//rfb2的取值决定，其中rfb1//rfb2表示分压电阻rfb1和rfb2的并联值，因为从rfb1和rfb2的连接点看进去的小信号阻抗是并联。

图2所示不带前馈补偿电路的ldo基本反馈回路和图4所示前馈补偿电路这两条支路补偿在分压电阻rfb1和rfb2的连接点处相加，所以对于环路增益来说也是取，，其中av1是图2所示不带前馈通路的基本反馈回路的传输函数，av2是图4所示没有直流反馈通路后的前馈通路的传输函数，av3是图1所示两条补偿支路并联后总的传输函数。下面结合对av1、av2、av3波形的仿真，以及av1、av2、av3的相位phase1、phase2、phase3的仿真，说明本发明的技术效果。

如图6所示表示不同负载电阻对应的关键信号仿真波形，本次仿真取负载电阻分别为5kω、1kω、200ω、40ω、8ω。其中由上至下第一幅图表示av1、av2在不同负载电阻时的曲线，可以看出av2是固定的，av1、av2的交叉点随着ldo负载电阻的变化而变化；由上至下第二幅图表示av3在不同负载电阻时的曲线，可以看出av3的转折点也随着ldo负载电阻的变化而变化；由上至下第三至第五幅图分别是av1、av2、av3的相位phase1、phase2、phase3的曲线，由于av3的转折点随着ldo负载电阻的变化而变化，phase3在转折点能够保证相位裕度重新回到-40度以上，在10k左右的时候。

如图7所示表示不同负载电容对应的关键信号仿真波形，本次仿真取负载电容分别为0.2uf、0.8uf、3.2uf、12uf、50uf、200uf。其中由上至下第一幅图表示av1、av2在不同负载电容时的曲线，第二幅图表示av3在不同负载电容时的曲线，第三至第五幅图分别是av2、av1、av3的相位phase2、phase1、phase3的曲线，同样可以看出av2是固定的，av1、av2的交叉点随着负载电容的变化而变化，所以av3的转折点也随着负载电容的变化而变化，phase3在转折点能够保证相位裕度重新回到-40度以上，在10k左右的时候。

可见，本发明提出的前馈补偿方法和电路，不仅能够补偿负载电阻的变化，也能够补偿负载电容的变化，解决了传统可变零点技术只能补偿随着负载电阻变化而变化的情况，不能补偿随着负载电容变化而变化的问题。

如图8所示是av1、av2、av3随着输出极点变化而变化的相位裕度补偿，其中由上至下第一幅图表示av1、av2在不同输出极点时的曲线，第二幅图和第三幅图分别表示对应第一幅图中情况得到的av3曲线和av3的相位phase3曲线。可见采用本发明的方案对ldo进行前馈补偿，相位裕度不会随着输出极点的衰减而衰减。

本发明通过采样nmos功率管栅极电位并将采样信号通过带通滤波结构后反馈到ldo的反馈电压处实现前馈补偿，实施例中虽然给出了采样结构和带通滤波结构的一种具体电路，但本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。