重放装置的制作方法

专利名称：重放装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种重放装置，特别是涉及具有使从光盘等记录媒体重放的扫描宽度限制码进行波形均衡的波形均衡电路的重放装置。
背景技术：
众所周知，在从高密度记录扫描宽度限制码的光盘等记录媒体中重放该扫描宽度限制码的重放装置中，为了消除进行重放信号的波形失真，使用具有局部响应(以下，也称PR)均衡特性的波形均衡电路(特开平10-106161号公报)。图39表示该现有重放装置一例的方框图。在该图中，从光盘1通过记录/重放系统2重放的扫描宽度限制码，供给横向滤波器3，在这里根据从参数设定器5内的抽头系数决定器6所输入的抽头系数，进行PR均衡。
X值选定器是根据重放波形的特性，选定横向滤波器3的例如PR(1，X、X、1)均衡的码元间干扰值X值，从错误率判断器9的判断结果依次求出Xi，最后选定错误率满足容许值的X值。均衡目标波形生成器8从参数设定用二值数据用存储器7给出的二值数据、与由X值选定器10选定的PR均衡的码元干扰赋予值的X值中，生成均衡后目标波形，提供给抽头系数决定器6。
在光盘1上预先记录有对应于参数设定用二值数据用存储器7的位。抽头系数决定器6从对应于该位的重放波形和均衡后目标波形，求出重放波形与均衡后目标波形一致的抽头系数，输入到横向滤波器3。识别点信号电平决定器11根据从X值选定器10赋予的X值，求出识别点信号电平，并将其供给ML解码器4。ML解码器4对从横向滤波器3取出的均衡后重放波形，以上述识别点信号电平为基准解码为二值数据后输出。
从ML解码器4取出的解码数据，供给错误率判断器9，在此与参数设定用二值数据用存储器7输出的参数设定用二值数据相比较，求出错误率，将该错误率是否满足容许值的判断结果供给X值选定器10。在由错误率判断器9判断为错误率满足容许值的阶段，通过采用此时的抽头系数及识别点信号电平的PR(1，X、X、1)ML模式，进行PR均衡及最佳解码。
另外，众所周知现有的重放装置是对最小符号反相间隔限制在2以上的常数的扫描宽度限制码的重放信号进行均衡基础上，以符号反相间隔为限定条件，进行最佳检测的光盘信号重放方式，在符号的反转位置之前或之后的点当中，只将使对应于具有最小符号反相间隔的数据串的振幅、及符号反转位置的振幅作为对象，进行三值均衡(特开平7-192270号公报)。
但是，上述现有重放装置中前者的重放装置，是以在光盘1上预先记录有对应于参数设定用二值数据用存储器7的位为前提的，当不知道光盘1的记录信号是否是对应于参数设定用二值数据用存储器7中所存储的二值数据时，就不能进行相应的波形均衡。
因此，必须决定横向滤波器3的抽头系数，对应于参数设定用二值数据用存储器7中存储的二值数据的已知码型数据进行重放，进行正常的波形均衡，为此。以与决定抽头系数时不同的重放特性，输入重放信号时，是不能应对的。
而对上述现有重放装置中的后者，由于重放装置进行的PR均衡的目标值是多值，所以很细的阈值比较需要使用错误率判断器9，由于噪声及失真而存在难以判断的问题。从而在多种信号输入的机器(例如CD、DVD等重放装置)中，由于重放信号性质不同，使扫描宽度及想均衡的PR特性等不同，所以为使调节阈值的控制变得复杂，有可能使波形均衡稳定进行所花的收敛时间很长。
上述任一种现有重放装置，虽然对于从光盘重放的代表性的积分特性都可以进行均衡，但是对于微分特性的信号，却不能均衡，例如，对于用TPP(切向推挽)法等所读出的信号是不能应对的。在原理上，记录在读取非常严格的浅槽可改写的盘读取专用区域上的预压纹信号，用在普通重放时几乎不能重放，但是用TPP法读取维特比解码时可以得到良好的错误率。即，必须准备2种均衡系统，从而在电路规格·成本方面是有问题的。
另外，重放装置进行的PR均衡由于目标值是多值的，所以细的阈值比较需要由错误率判断器9进行，存在因噪声及失真使判断很困难的问题。从而，在输入多种信号的机器(例如CD、DVD等重放装置)中，根据重放的信号性质不同，扫描宽度及想均衡的PR特性等不同，所以为使调节阈值的控制变得很复杂，为使波形均衡稳定进行所需的收敛时间可能花得很长。
本发明鉴于以上问题，其目的在于提供一种重放装置，可不受噪声及失真的影响，能进行更高质量的由PR均衡进行的波形均衡。另外，本发明的另一目的是提供的重放装置可以实现收敛范围的扩大及收敛时间的缩短。本发明再一目的是提供的重放装置可对用TPP(切向推挽法)从光盘所读出的具有微分特性的信号有效进行PR(a，b，-b，-a)均衡。
根据本发明另一个目的所提供的重放装置，可以兼顾对具有积分和微分特性的重放信号向着由PR(a，b，b，a)所示特性的均衡、及向着由PR(a，b，-b，-a)所示特性的均衡，同时，可不受噪声及失真的影响，进行更高质量的PR均衡的波形均衡。
发明概述本发明为了解决上述问题，提供一种重放装置，在利用横向滤波器对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号进行局部响应均衡之后进行解码，其特征在于包括检测装置，用于检测是否是输入到上述横向滤波器的上述重放信号的峰值，使峰值点信息与位时钟同步进行输出；延迟电路，使由上述检测装置所输出的上述峰值点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收表示上述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示上述重放信号的扫描宽度限制码种类的PLL模式信号、从上述延迟电路输出的多个上述峰值点信息、及上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号，作为输入，根据由上述PR模式信号和PLL模式信号所确定的状态转移、及上述多个峰值点信息的码型，算出波形均衡信号的虚拟判断值，使上述虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路所输出的上述偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小。
另外，本发明为了解决上述问题，提供一种重放装置，在利用横向滤波器对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号进行局部响应均衡之后进行解码，其特征在于包括峰值检测装置，使表示从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号是否是峰值的峰值点信息，与位时钟同步进行输出；延迟电路，使从上述检测装置所取出的上述峰值点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收表示上述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示上述重放信号的扫描宽度限制码种类的PLL模式信号、从上述延迟电路输出的多个上述峰值点信息、及上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号，作为输入信号，根据由上述PR模式信号和PLL模式信号所确定的状态转移、及上述多个峰值点信息的码型，算出波形均衡信号的虚拟判断值，使上述虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路所输出的上述偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小。
在本发明中，由于通过虚拟判断电路，根据PR模式信号和PR模式信号确定的状态转移、及多个峰值点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，并将该虚拟判断值与波形均衡后重放信号的差分值作为偏差信号输出，所以不依赖于现在采样点的电平，生成并输出作为与收敛目标值间误差的偏差信号，根据该偏差信号对横向滤波器的抽头系数进行可变控制，这样可以控制横向滤波器进行的局部响应波形均衡特性，使偏差信号为0。
为了解决上述问题，本发明提供一种重放装置，具有对记录媒体上所记录的扫描宽度限制码进行重放，并在利用横向滤波器对该重放信号进行局部响应均衡后进行解码的解码装置，其特征在于具有系数生成装置，用于供给上述横向滤波器的输出信号，并根据推测的均衡目标值的虚拟判断电路的输出偏差信号，可变控制上述横向滤波器的抽头系数，使上述偏差信号为最小；通过转换电路负担小的上述虚拟判断电路的算法，兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
另外为了解决上述问题，本发明提供一种重放装置，具有利用横向滤波器对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号进行局部响应均衡之后进行解码的解码装置，其特征在于包括零检测装置，用于从输入到上述横向滤波器的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是零点的0点信息与位时钟同步进行输出；峰值检测装置，用于从输入到上述横向滤波器的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是峰值的峰值点信息与位时钟同步进行输出；选择装置，输入上述0点信息和上述峰值点信息，选择其中的一个，作为点信息输出；延迟电路，使由上述选择装置所输出的上述点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收从上述延迟电路输出的多个上述点信息、及从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号作为输入，根据由局部响应均衡的种类及由重放信号的扫描宽度限制码种类确定的状态转移及上述多个点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，使该虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路的输出偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小；兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
为了解决上述问题，本发明提供一种重放装置，具有对记录媒体上所记录的扫描宽度限制码进行码重放、并在利用横向滤波器对该重放信号进行局部响应均衡之后进行解码的解码装置，其特征在于包括零检测装置，用于从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是零点的0点信息与位时钟同步进行输出；峰值检测装置，用于从上述横向滤波器的输出的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是峰值的峰值点信息与位时钟同步进行输出；选择装置，输入上述0点信息和上述峰值点信息，选择其中的一个，作为点信息输出；延迟电路，使由上述检测装置所输出的上述点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收从上述延迟电路输出的多个上述点信息、及从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号作为输入，根据由局部响应均衡的种类及由重放信号的扫描宽度限制码种类确定的状态转移及上述多个点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，使该虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路的输出偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小；兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
在本发明中，由于通过虚拟判断电路，根据PR模式信号和PR模式信号确定的状态转变、及多个峰值点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，将该虚拟判断值与波形均衡后重放信号的差分值作为偏差信号输出，所以不依赖于现在采样点的电平，生成并输出作为与收敛目标值间误差的偏差信号，根据该偏差信号对横向滤波器的抽头系数进行可变控制，这样可以控制横向滤波器进行的局部响应波形均衡特性，使偏差信号为0。
在本发明中还具有选择电路，根据表示均衡特性的种类(积分系统、微分系统)的特性方式信号，选择其中一种作为点信息输出，从而可以以很小的电路负担兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡和由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。


下面参照

本发明实施例，这些附图包括图1是构成本发明的重放装置的一实施例的方框图。
图2是本发明的装置的主要部分的自动均衡电路的第1实施例的方框图。
图3是图2中的抽头延迟电路和虚拟判断电路的一实施例的电路图。
图4是局部响应特性的说明图。
图5是表示PR(a，b，b，a)特性，扫描宽度限制规则RLL模式与虚拟判断器的虚拟判断值间关系的图。
图6是用于说明图3中的虚拟判断器一例动作的流程图。
图7是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其1)。
图8是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其2)。
图9是表示本发明的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其3)。
图10是表示本发明的重放装置的解码电路输出信号的网眼图形一例。
图11是本发明的主要部分的自动均衡电路的第2实施例的方框图。
图12是本发明的主要部分的自动均衡电路的第3实施例的方框图。
图13是本发明的主要部分的自动均衡电路的第4实施例的方框图。
图14是说明图3中的虚拟判断器另一例动作的流程图。
图15是本发明的主要部分的自动均衡电路的第5实施例的方框图。
图16是本发明构成的重放装置的另一实施例的方框图。
图17是本发明的主要部分的自动均衡电路的第6实施例的方框图。
图18是图17中的抽头延迟电路和虚拟判断电路的一实施例的电路图。
图19是积分系统的局部响应特性的说明图。
图20是微分系统的局部响应特性的说明图。
图21是表示PR(a，b，b，a)特性，扫描宽度限制规则RLL模式与虚拟判断器的虚拟判断值间关系的图。
图22是表示PR(a，b，b，a)特性，扫描宽度限制规则RLL模式与虚拟判断器的虚拟判断值间关系的图。
图23是说明图18中的虚拟判断器的积分系统一例的动作用的流程图。
图24是说明图18中的虚拟判断器的微分系统一例的动作用的流程图。
图25是表示对本发明的积分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其1)。
图26是表示对本发明的积分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其2)。
图27是表示对本发明的积分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其3)。
图28是表示对本发明的微分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其1)。
图29是表示对本发明的微分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其2)。
图30是表示对本发明的微分系统的波形均衡前和波形均衡后波形例的图(其3)。
图31是表示本发明的重放装置的解码电路输出信号的网眼图形(eye pattem)一例。
图32是表示本发明的重放装置的解码电路输出信号的网眼图形一例。
图33是本发明的主要部分的自动均衡电路的第7实施例的方框图。
图34是本发明的主要部分的自动均衡电路的第8实施例的方框图。
图35是本发明的主要部分的自动均衡电路的第9实施例的方框图。
图36是本发明的主要部分的自动均衡电路的第10实施例的方框图。
图37是说明图18中的虚拟判断器的积分系统的另一例的动作用的流程图。
图38是说明图18中的虚拟判断器的微分系统的另一例的动作用的流程图。
图39是现有重放装置一例的方框图。
<第1实施例>
图1表示本发明的重放装置的一实施例的方框图。在该图中，从高密度记录有扫描宽度限制码的光盘15中，由PD头放大器16进行光电变换及放大的扫描宽度限制码(数字信号)，由直流抑制电路17抑制其中的直流部分，接着通过图中未画出的进行模数转换的A/D变换器，在由AGC电路18进行自动增益控制(AGC)使振幅保持一定之后，供给重采样·DPLL(数字PLL)19。设置A/D变换器的位置只要是在重采样·DPLL19之前，则在什么位置均可。
重采样·DPLL19在由自己的模块中完成环路的数字PLL电路上，通过A/D变换器按固定的系统时钟，生成以所希望的比特率对采样的输入信号重采样的数字数据，供给构成本实施例主要部分的下述自动均衡电路20。此处重采样是将位时钟定时上的采样数据按照系统时钟的定时，从A/D变换的数据进行抽样差补运算求出的。另外，重采样·DPLL19对重采样数据的峰值进行检验，将由此得到的峰值点信息供给自动均衡电路20。
上述峰值点信息，以位时钟为单位表示位采样数据上的正或负的峰值电平。另外重采样·DPLL19根据相当于该峰值点信息所表示的峰值的重采样数据的值，锁定重采样的定时，即频率和相位，使其在位采样的位置为最大(负方向时为最小)。
通过自动均衡电路20赋予PR特性的均衡后重放波形，供给解码电路38，例如进行维特比解码。该维特比解码的电路构成是众所周知，例如包括从均衡后重放波形的采样值计算抽头测量的抽头测量运算电路；按照每一时钟累加该抽头测量值，计算路径量度的路径量度运算电路；及用于存储选择路径量度为最小、最可靠数据系列的信号的路径存储器。该路径存储器储存有多个备份系列，将根据路径量度运算电路输出的选择信号选择的备份系列作为数据解码系列输出。
ECC电路39利用上述解码电路38输出的解码数据系列中的错误校正码，校正该错误校正码的生成单元的码错误，输出大幅度降低错误的解码数据。在以上的构成中，本实施例在自动均衡电路20的构成上具有特点，以下对自动均衡电路20还要详细说明。
图2表示本发明装置主要部分的自动均衡电路的第1实施例的方框图。在该图中，与图1相同的构成部分加有同一标号。如图2所示，相当于图1的自动均衡电路20的图2第1实施例的自动均衡电路20a的构成包括对从重采样·DPLL19输出的重采样数据，赋予PR均衡特性的横向滤波器21；使该横向滤波器21的系数根据偏差信号而改变的乘法器·低通滤波器(LPF)22；使从重采样·DPLL19输出的峰值点信息延迟的抽头延迟电路23；根据横向滤波器21的输出信号和从抽头延迟电路23输出的延迟信号来生成上述偏差信号的虚拟判断电路24；对上述偏差信号进行极性反转并提供给乘法器·LPF22的反相器(INV)25。例如，抽头延迟电路23构成为设定多个规定的延迟时间，从不同的抽头输出3个以上的延迟信号。
上述抽头延迟电路23及虚拟判断电路24是构成该实施例主要部分的电路，例如如图3所示的电路构成。在该图中，通过端子41，从横向滤波器21输出的波形均衡重放信号输入到虚拟判断器51。另外，通过虚拟判断器51、减法器52及D型触发器53构成上述虚拟判断电路24。在虚拟判断电器51上输入的信号包括通过端子41输入由横向滤波器21输出的数据、抽头延迟电路23的输出数据、通过端子43输入的下述的PR模式信号、及通过端子44输入下述的RLL模式信号。
虚拟判断电路51由逻辑电路构成，根据输入的信号，按下述的算法进行巧妙利用局部响应特性性质的虚拟判断动作。减法器52从由端子41输出的输入数据D3减去由虚拟判断器51输出的虚拟判断结果，生成偏差信号。D型触发器53使由数据输入端子输入的减法器52所输出的偏差信号，与由时钟端子输入的端子45上的主时钟相同步，而且当位同步为高电平时进行锁存，并从Q端输出端子使其通过端子54和图2的INV25向图2的乘法器·LPF22输出。
在D型触发器53及抽头延迟电路23内的D型触发器各启动端子(图中已省略)上，通过端子40分别输入位时钟，另外在各时钟输入端子上，通过端子45分别输入系统时钟，还在各清零端子上通过端子46分别输入复位信号。这样，由于抽头延迟电路23及虚拟判断电路24都由数字电路构成，因此就不受模拟信号特有的随时间变化、参数误差的影响，可靠性高，而且电路规模也几乎不增加。
在此，对局部响应(PR)特性进行说明，例如当在图4(A)所示的孤立波赋予PR(a，b，-b，-a)特性进行均衡时，其均衡波形变为所熟知的图4(B)所示的波形。而在连续波时，该均衡波形为-(a＋b)、-a、0、a、a＋b五个值。当将该五个值输入到维特比解码器上时，原来的数据(输入值)和PR均衡后的重放信号(输出值)受到过去信号的限制，当根据该信号与(1，X)PLL，利用输入信号的“1”不连续两次以上的情况时，可以用图4(C)所示的状态转移图表示。
在图4(C)中，S0～S5表示由此前的输入值确定的状态。从该状态转移图看出，例如在状态S2时，输入值为a＋2b时输出为1，向状态S3转移，输入值为2b时输出值为1，向状态S4转移，可以看出不输出除此以外的输入值，如果有输入，则表示有错误。
图4(D)表示信号的扫描宽度限制为(2，X)时的状态转移图，可以看出没有从S5到S1、及从S2到S4的转移。
图5表示PR(a，b，-b，-a)的特性和虚拟判断器51输出的虚拟判断值间的关系。在该图中，最上一行PR模式表示通过端子43，输入到虚拟判断电器24的信号的值，最左一列的RLL模式表示通过端子44输入到虚拟判断电路24的虚拟判断器51的信号。
PR模式的值表示局部响应特性为PR(1、-1)、PR(1，1，-1，-1)、PR(1、2、-2、-1)、PR(1、3、-3、-1)、PR(2、3、-3、-2)及PR(3、4、-4、-3)中的一个。特别是PR(1、-1)是所熟知PR4(Partial Response Class IV局部响应类IV)，PR(1，1，-1，-1)是所熟知的EPR4(Exlended Partial Response Class IV扩展的局部响应类IV)。
另外，在图5中，PR(1、-1)是PR(a，b，-b，-a)的a＝0、b＝1的情况。另外在图5中，增益G是将绝对值的最大值(a＋b)归一化的乘法系数，用A/(a＋b)表示(其中，A为任意电平)。
下面再返回图3，说明图3所示电路的动作，通过端子41输入的从横向滤波器21输出的波形均衡重放信号，作为现在时刻的信号D3处理。另一方面，从重采样·DPLL19输出的峰值点信息，通过端子42供给抽头延迟电路23，该抽头延迟输出被输入到虚拟判断器51。虚拟判断器51根据下述的算法，进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(收敛目标设定)。
减法器52对由输入端子41输出的现在时刻信号D3中通过虚拟判断器51所得到的判断结果进行减法运算，运算出偏差信号，将该偏差信号由D型触发器53锁存后通过输出端子54，由图2的反相器25进行极性反转后，输出到乘法器·LPF22。由反相器25进行极性反转的偏差信号，由乘法器·LPF22与从横向滤波器21来的抽头输出相乘后，除去高频成分，然后将上述的偏差信号作为0的抽头系数(滤波器系数)，输出到横向滤波器21。
下面参照图6的流程图等对判断器51的动作再进行详细说明，在此，为简单起见，说明信号的扫描宽度限制为(2，X)的情况。此处，在上述的峰值点信息的值PK为“1”时表示峰值，在图4(C)中所示的PR(a，b，-b，-a)的状态转移图中，用“a＋b”或“-(a＋b)”的值表示，将在状态S1→S2或者S4→S5转变过程中发生。
这时，在图4(C)中峰值的极性可以由采样点的极性判断。而且，如果知道从某一峰值到下一峰值的间隔，即知道从状态S2到状态S5，或者从状态S5到状态S2的转移数，就可确定路径，应取得的值对各个采样点就明确了。
在上述的状态转移图中，当是“a＋b”或“-(a＋b)”以外的值，即不是峰值时，则上述的峰值点信息的值PK为“0”。从该状态转移图中，峰值(PK＝1)不能连续取出2个，当是(2，X)时，在相邻的PK＝1期间，最低存在2个“0”。
实际的信号由于噪声等的影响，完全可以预计会使峰值本身的检测出错，但是在反馈控制时，如果可进行正确判断的几率超过错误几率，则必然收敛在正确的方向上，另外，由于进行了充分的积分处理，所以单个噪声在实用上是没有问题的。
着眼于以上情况，虚拟判断器51首先通过端子42、抽头延迟电路23，对每个位时钟周期所输入的峰值点信息的值PK进行识别，判断连续5个时钟周期的5个值是否是全“0”(图6的步骤61)、上述5个值中是否只有最后的值为“1”(图6的步骤62)、上述5个值中是否只有最初的值为“1”(图6的步骤63)、上述5个值中是否是最初和最后的值为“1”，其余的3个值为“0”(图6的步骤64)。
这些码型当使所关注的峰值点信息的值PK的中央值为“0”时，前后两侧的峰值点信息的值PK都为“0”，这时由于贴近信号波形0，所以满足这些码型的某一个时，通过式Q＝0(1)计算出虚拟判断值Q(图6的步骤65)。
当都不是上述码型时，判断连续5个时钟周期的5个峰值点信息的值PK是否是“01010”、“01001”、“10010”、“00010”及“01000”中的某一个码型(图6的步骤66、69～72)。这4个码型不表示连续5个峰值点信息中的中央值是峰值点，并且中央值前后相邻的2个峰值点信息中的某一个表示峰值点。
当是上述5个码型的某一个时，通过式P＝a×G(2)计算出值P(图6的步骤73)。其中(2)式及下述的(3)式中，G表示图5所示的增益，a、b表示PR(a，b，b，a)中的a和b的值。a、b及G值是由通过端子43输入的PR模式信号、及通过端子44输入的RLL模式信号所求得的已知值。
当在步骤72上判断峰值点信息的值PK是上述以外的值时，通过式P＝(a＋b)×G(3)计算出值P(图6的步骤77)。例如连续5个峰值PK的中央值为“1”时等就相当于这一情况。
当上述步骤73及77的某一步计算值P时，接着判断从D型触发器47取出的现在时刻的波形均衡信号D3是否为0以上(图6的步骤74)。当现在时刻的波形均衡信号D3为0以上时，将最终虚拟判断电平Q作为P的值(图6的步骤75)，而当为负时则将最终虚拟判断电平Q作为一P的值(图6的步骤76)。
通过以上虚拟判断处理所得到的虚拟判断电平Q供给图3的减法器52，取其与现在时刻的波形均衡信号D3间的差分，作为偏差信号，如上所述，通过由D型触发器53锁存后通过输出端子54及图2的INV25，输出到图2的乘法器·LPF22，在此相乘之后除去高频成分，作为抽头系数输出给横向滤波器。这样，为使从图3的减法器52取出的偏差信号为0，通过对横向滤波器21的抽头系数进行可变控制，可以扩大收敛范围，适当进行横向滤波器21的波形均衡。
下面，对上述虚拟判断处理的波形均衡，进一步具体说明。例如，在图7(A)中由实线所示的波形均衡后重放信号，由横向滤波器21取出，输入到虚拟判断电路24时，在该虚拟判断电路24上从重采样·DPLL19也输入该图(A)的波形下部所示的值PK的峰值点信息。此处在图7(A)中，○标记表示通过横向滤波器21进行局部响应均衡时的均衡用采样点(其他的图7(B)、图8、图9也同样)。
在图7(A)中，当连续5个峰值点信息的值PK是全“0”、“10000”、及“00001”时，则按上述(1)式进行均衡(图6的步骤61～63、65)，当PK为“01000”时、及“00010”时，则按上述(2)式进行均衡(图6的步骤71～72、73、74、75)。当PK为“00100”时，则按上述(3)式进行均衡(图6的步骤77、74、75)，如图7(B)所示，重放信号得到与原来同样的波形。根据上述的(1)式～(3)式运算结果的波形均衡，以连续5个峰值点信息中的值PK的第3定时，根据波形均衡信号D3极性进行，如图6所示。
在图8(A)中，表示连续5个峰值点信息的值，表示在从重采样·DPLL19所取得的连续5个峰值点信息的值PK为“10001”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续5个“0”点信息的值PK的第3定时的波形均衡信号D3的值为正，所以这时进行(1)式的波形均衡(图6的步骤64、65)，图8(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
在图9(A)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个峰值点信息的值PK为“01001”时，及连续5个0峰值点信息的值PK为“10010”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形一例。这时，由于连续5个0点信息的值PK为“01001”、“10010”时，波形均衡信号D3的值都为正，所以进行(3)式的正值波形均衡(图6的步骤69、73～75、或步骤70、73～74、76)，图9(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
这样，在该实施例中，由于是参照峰值点信息的值PK，并从状态转移图均衡为自身决定的值，所以可以进行不依赖于现在采样点的电平(接近其他目标值也没有影响)的正确波形均衡。另外，由于可以适应不同局部响应均衡，判断错误的几率与阈值固定的现有装置相比还少，所以可以缩短收敛时间。另外，本实施例同样可以适用于RLL(1，X)。与参照图5说明的那样，这是由于进行与RLL(2，X)大体相同的状态转移的缘故。
图10表示该重放装置的解码电路输出信号网眼图形的一例。在该图中，纵轴表示量化电平，横轴表示时间。图10中所示的例子是PR模式信号的值为“2“，即PR(1，1，-1，-1)，且RLL(2，X)的例子，可以看出短时间收敛在a＋b、a、0、-a、-(a＋b)的值上。<第2实施例>
下面对本发明的另一实施例进行说明。图11表示本发明装置的主要部分的自动均衡电路第2实施例的方框图。在该图中，与图2相同构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图11所示，相当于图1的自动均衡电路20的第2实施例的自动均衡电路20b的构成包括对于从重采样·DPLL19a来的重采样数据赋予PR均衡特性的横向滤波器21；使该横向滤波器21的系数根据偏差信号改变的乘法器·低通滤波器(LPF)22；抽头延迟电路23；根据横向滤波器21的输出信号和抽头延迟电路23输出的延迟信号来生成上述偏差信号并提供给乘法器·LPF22的虚拟判断电路24；及检测横向滤波器21的输出信号的峰值，供给抽头延迟电路23的峰值检测器26。
峰值检测器26例如当输入均衡后重放信号的极性反转时，在邻近的2个采样点中，将更接近0的一方作为峰值点信息，供给抽头延迟电路23。这样，该实施例也进行与图2的实施例相同的动作。
重采样·DPLL19、19a在其输入端设置有AGC电路及ATC电路，在其输出端设置有自动均衡电路20(20a、20b)，但由于本身构成环路，所以可以进行可靠的收敛，另外由于也不需要外加电路，所以构成简单，还由于是数据电路，所以具有可靠性高的优点。但是本发明并不限于此，如以下的实施例那样，也可以适用于不使用重采样·DPLL的构成。<第3实施例>
图12表示本发明装置主要部分的自动均衡电路的第3实施例的方框图。在该图中，与图2相同的构成部分加有相同标号。其说明予以省略。如图12所示，相当于图1的自动均衡电路20的第3实施例的自动均衡电路20c的特点是作为输入信号接收的不是从重采样·DPLL19、19a来的信号，而是对重放信号进行A/D变换及自动增益控制，再进行DC控制(ATC控制)的信号，通过输入横向滤波器21的均衡重放信号的峰值检测·相位比较器31，检测峰值点信息。
峰值检测·相位比较器31对横向滤波器21的均衡后重放信号进行峰值检测，对其检测的峰值点的相位和电压控制振荡器(VCO)33来的位时钟的相位进行相位比较，生成相位误差信号。该相位误差信号通过环路滤波器32，作为控制电压加到电压控制振荡器(VCO)33上，对其输出系统时钟频率进行可变控制。VCO33的系统时钟包括上述位时钟，装置的时钟加到需要的各模块上。
环路滤波器32及VCO33既可按数字方式构成，也可按模拟方式构成。在模拟方式时需要进行D/A变换的接口。该实施例也具有与上述各实施例相同的特点。<第4实施例>
图13表示本发明装置的主要部分的自动均衡电路的第4实施例的方框图。
在该图中，与图2相同构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图13所示，相当于图1的自动均衡电路20的第4实施例的自动均衡电路20d的特征在于不是对重采样·DPLL19、19a来的信号，而是根据需要对进行预均衡的重放信号通过A/D变换器进行A/D变换的数字信号，输入到横向滤波器21并输入到峰值检测器27，检测出峰值点信息。
A/D变换器34的输入重放信号供给相位比较器35，对峰值点的相位、与从电压控制振荡器(VCO)37输出的位时钟的相位进行相位比较，变换成相位误差信号之后，通过环路滤波器36，作为控制电压加到电压控制振荡器(VCO)37，对其输出系统时钟频率进行可变控制。环路滤波器36及VCO37既可以是数字构成，也可以是模拟构成，当为模拟时，需要进行D/A变换的接口。VCO37的系统时钟包括上述的位时钟，将装置的时钟加到需要的各模块。根据需要来进行延迟调节。
另一方面，峰值检测器27例如在信号的倾斜(微分)极性反转时，将前面的定时作为峰值点信息供给抽头延迟电路23。该实施例也具有与上述各实施例同样的特长。<第5实施例>
图15表示本发明装置的主要部分的自动均衡电路的第5实施例的方框图。
在该图中，与图2相同构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图15所示，相当于图1的自动均衡电路20的第5实施例的自动均衡电路20e的特征在于不是将重采样·DPLL19、19a来的信号，而是将重采样·DPLL19输出的重放信号，输入到峰值检测器27，检测出峰值点信息。
在上述实施例中，虚拟判断器51如参照图6的流程图说明那样，根据通过端子42、抽头延迟电路23按每个位时钟周期所输入的连续5个峰值点信息的值PK，得到虚拟判断结果，但是也可以根据连续3个峰值点信息的值PK，得到虚拟判断结果，图14表示此时的流程图。首先，判断连续3个时钟周期的3个峰值点信息的值PK是否全为“0”(图14的步骤81)、这时由于贴近信号波形0，所以在满足该码型时，通过上述(1)式计算出虚拟判断值Q(图14的步骤82)。
当连续3个时钟周期的3个峰值点信息的值PK不是上述码型时，则判断这3个峰值点信息的值PK是否是“101”、“100”和“001”中的某个码型(图14的步骤83、87、88)。这些码型是当使所注意的中央值的峰值点信息的值PK的中央值为“0”时，是前后两侧相邻的2个峰值点信息的值PK中某一个为“1“的情况。当是这些码型中的某一个时，通过上述(2)式计算出值P(图14的步骤86)。
当连续3个时钟周期的3个峰值点信息的值PK不是上述码型时，通过上述(3)式，算出值P(图6的步92)。例如，连续3个峰值PK的中央值为“1”时等，就相当于这种情况。
当算出上述的步骤86及92的某一个上的值P时，接着判断从D型触发器47取出的当前时刻的波形均衡信号D3是否是0以上(图14的步骤89)。当现在的时刻的波形均衡信号D3为0以上时，将最终虚拟判断电平Q作为P值(图14的步91)，而为负时，将最终虚拟判断电平Q作为-P的值(图14的步90)。
本发明并不限于以上的实施例，例如虚拟判断电路24是将PR模式信号和RLL模式信号的双方作为可变的，生成偏差信号，但是也可以将某一方或双方固定，生成偏差信号。
另外，上述INV25的目的是在更新横向滤波器21的系数时进行负反馈而插入的，为了达到该目的也可考虑采用其他方法，具有代表性的方法如下。①用INV对横向滤波器21的抽头输出分别进行反相。②用INV对乘法器·LPF22的输出进行反相。③改变横向滤波器21内部主信号的极性，理顺逻辑关系。④在环路内各模块中的某一个中进行极性反相。这时，当然必须考虑在图6、图14中所示的流程图中所使用的D3的极性及其错误输出的极性。<第6实施例>
图16表示本发明的重放装置的另一实施例的方框图。在该图中，用PD光头放大器16从高密度记录有扫描宽度限制码的光盘15进行光电变换及放大的扫描宽度限制码(数字信号)，由直流抑制电路16抑制直流成分，接着通过图中未画出的进行数字模拟变换的A/D变换器，由AGC电路17进行自动增益控制(AGC)，使振幅保持一定，之后供给重采样·DPLL(数字PLL)19。设置A/D变换器的位置，只要是在重采样·DPLL19之前任何位置均可。
重采样·DPLL19是在自身的模块中完成环路的数字PLL电路，对于通过A/D变换器按固定系统时钟采样的输入信号，生成按所希望的比特率重采样的数字数据，供给构成本实施例主要成分的下述自动均衡电路20。此处所谓重采样是对位时钟的定时上的采样数据，从以系统时钟的定时进行A/D变换的数据进行采样插补运算求得的。另外，重采样·DPLL19根据所输入的特性模式信号，进行适应于积分系统或微分系统信号的相位引入操作。对于积分系统信号，检测出重采样数据的过零点，将由此所得到的点信息供给自动均衡电路20。而对于微分系统的信号，检测出重采样数据的锋值，将由此所得到的点信息供给自动均衡电路。
当输入积分系统的信号时，上述点信息是以位时钟为单位表示位采样的数据与零电平相交叉的点。0、重采样·DPLL19根据相当于该点信息所表示的过零点的相位180°的重采样数据值，锁定重采样的定时即频率及相位，使其为0。
当输入微分系统的信号时，上述点信息是以位时钟为单位表示位采样数据上的正或负的峰值电平。重采样·DPLL19根据相当于该点信息所表示的峰值的重采样数据值，锁定重采样的定时即频率及相位，使其在位采样的位置上为最大(负方向时为最小)。自动均衡电路20根据特性模式信号选择均衡的特性，进行目标的PR均衡。
通过自动均衡电路20赋予PR特性的均衡后重放波形，供给解码电路38，例如进行维特比解码。该维特比解码的电路构成包括例如从均衡后重放波形的采样值计算抽头测量的抽头测量运算电路；对该抽头测量按每1时钟进行累积相加，计算路径量度的路径量度运算电路；及使路径量度为最小、选择最可靠数据系列的信号进行存储的路径存储器。该路径存储器存放多个备份系列，使根据从路径量度运算电路输出的选择信号所选择的备份系列，作为解码数据系列进行输出。由于根据特性模式信号，由信号及均衡特性决定的状态转移是变化的，所以维特比解码也相应转换处理，进行适当的解码。
ECC电路39利用从上述解码电路38输出的解码数据系列中的错误校正码，对该错误校正码的生成单元的码错误进行校正，输出错误大幅度降低的解码数据。在以上的构成中，本实施例在自动均衡电路20的构成中有特点，下面对该自动均衡电路20再进行详细说明。
图17表示本发明主要部分的自动均衡电路第6实施例的方框图。在该图中与图16相同构成部分加有相同标号。如图17中所示，相当于图16的自动均衡电路20的图17第1实施例的自动均衡电路20f包括对从重采样·DPLL19来的重采样数据赋予PR均衡特性的横向滤波器21；使该横向滤波器21的系数根据偏差信号而改变的乘法器·低通滤波器(LPF)22；使重采样·DPLL19输出的点信息延迟的抽头延迟电路23；根据横向滤波器21的输出信号和从抽头延迟电路23输出的延迟信号生成上述偏差信号的虚拟判断电路24；及使上述偏差信号极性反转并提供给乘法器·LPF22的反相器(INV)25。例如，抽头延迟电路23设定有多个规定的延迟时间，使3个以上的延迟信号从不同的抽头输出。
在重采样·DPLL19中输入作为该实施例主要部分的特性模式信号，根据输入信号的特性(积分系统·微分系统)，使相位锁定的对象在输入信号为积分系统时转换到过零点，而在微分系统时转换到峰值，并输出与其相应的点信息(积分系统时为0点信息、微分系统时为峰值点信息)。
在虚拟判断电路24上同样输入上述特性模式信号，根据输入信号的特性(积分系统·微分系统)，转换虚拟判断算法。
上述的抽头延迟电路23及虚拟判断电路24是构成本实施例另一主要部分的电路部分，例如是如图18中所示的电路构成。在该图中，通过端子41，从横向滤波器21输出的波形均衡重放信号输入到虚拟判断器51。另外，通过虚拟判断器51、减法器52及D型触发器53构成上述虚拟判断电路24。在虚拟判断电器51上输入的信号包括通过端子41输入的由横向滤波器21来的数据、抽头延迟电路23的输出数据、通过端子43输入下述PR模式信号、通过端子44输入的下述RLL模式信号、及通过端子47所输入的上述特性模式信号。
虚拟判断电路51由逻辑电路构成，根据输入的信号，按照下述的算法，巧妙利用局部响应特性的性质进行虚拟判断动作。减法器52从端子输入的数据D3，减去虚拟判断器51输出的虚拟判断结果，生成偏差信号。D型触发器53使数据输入端子上输入的从减法器52来的偏差信号，与时钟端子上输入的从端子45来的主时钟同步，并且，当位时钟为高电平时锁存，使其从Q输出端子通过端子54及图2的INV25向图17的乘法器·LPF22输出。
在D型触发器47及抽头延迟电路23内的D型触发器的各启动端子(图中已省略)上，通过端子40分别输入系统时钟，还在各时钟端子上，通过端子45分别输入系统时钟，还在各清零端子上通过端子46分别输入复位信号。这样，由于抽头延迟电路23及虚拟判断电路24都由数字电路构成，因此就不会受到模拟信号特有的随时间变化·参数误差的影响，是一种可靠性高，而且电路规模也几乎不增加的构成。
在此，对积分系统的局部响应(PR)特性进行说明，例如当将PR(a，b，b，a)特性赋予图19(A)中所示的孤立波进行均衡时，该均衡波形变为所共知的图19(B)所示的情况。而在连续波时，该均衡波形取0、a、a＋b、2a、2b、a＋2b、2a＋2b 7个值。当将这7个值输入到维特比解码器上时，原来的数据(输入值)和PR均衡后的重放信号(输出值)受到过去信号的约束，根据这一情况和(1，7)RLL，当利用输入信号的“1”不会连续2次以上的情况时，就可以用图19(C)所示的状态转移图表示。
在图19(C)中，S0-S5表示由此前的输入值决定的状态。从该状态转移图中可知，例如当处于状态S2时，输入值为a＋2b时输出值为1，向状态S3转移，输入值为2b时输出值为1，向状态S4转移，可以看出不能输入除此以外的输入值，如果输入，则是错误。
图19(D)表示输入信号的扫描宽度限制为(2，X)时的状态转移图，可以看出没有从S5向S1、及从S2向S4的转移。
下面对微分系统的局部响应(PR)特性进行说明，例如当将PR(a，b，-b，-a)的特性赋予图20(A)所示的孤立波进行均衡时，其均衡波形变为所熟知的图20(B)所示的样子。而在连续波时，该均衡波形取-(a＋b)、-a、0、a、a＋b 5个值。当将该5个值输入到维特比解码器时，原来的数据(输入值)和PR均衡后的重放信号(输出值)受到过去信号的限制，根据这一情况和(1，X)PLL，当利用输入信号的“1”不会连续2次以上的情况时，可以用图20(C)所示的状态转移图表示。
在图20(C)中，S0-S5表示由此前的输出值确定的状态。从该状态转移图中可知，例如当处于状态S2时，当输入值为a＋2b时输出值为1，向状态S3转移，而输入值为2b时输出为1，向状态S4转移，可以看出不能输入除此以外的输入值，如果输入，则是错误。
在图20(D)中表示输入信号的扫描宽度限制为(2，X)时的状态转移图，可以看出没有从S5向S1、及从S2向S4的转移。
图21是表示上述的积分系统的PR(a，b，b，a)特性与扫描宽度限制规则RLL模式和虚拟判断器51输出的虚拟判断值间关系的图。在该图中，最上一行的PR模式表示通过端子43输入到虚拟判断电路24的信号值，最左一列的RLL模式表示通过端子44输入到虚拟判断电路24的虚拟判断器51的信号，此处表示RLL(1，X)和RLL(2，X)。
PR模式的值表示局部响应特性是PR(1，1)、PR(1，1，1，1)、PR(1，2，2，1)、PR(1，3，3，1)、PR(2，3，3，2)及PR(3，4，4，3)中的某一个。PR(1，X)表示最小反相间隔为“2”、最大反相间隔因调制方式不同而不同的规定值X的扫描宽度限制规则，PLL(2，X)表示最小反相间隔为“3”、最大反相间隔因调制方式不同而不同的规定值X的扫描宽度限制规则。
在RLL(1，X)时，如参照图19说明的那样，均衡波形在PR(a，b，b，a)时取0、a、a＋b、2a、2b、a＋2b、2a＋2b 7个值，与其对应的各局部响应特性的虚拟判断值如图20所示。在虚拟判断值中，箭头右侧的值是表示使上述7个值的中央值“a＋b”变为“0”进行位移时的值。RLL(2，X)表示与RLL(1，X)同样的虚拟判断值，但是不存在由RLL(1，X)的2a、2b表示的第2行的值。这是由于不存在图19(C)的状态转移图的S5→S1、S2→S4转移的缘故(因为不取值2a、2b)。
另外，在图21中，PR(1、1)是PR(a，b，b，a)的a＝0、b＝1的情况。在图21中，增益G是使位移后的绝对值最大值(a＋b)*规格化的乘法系数，用A/(a＋b)*表示，(其中A为任意电平)。
图22是表示上述微分系统的PR(a，b，-b，-a)特性与虚拟判断器51输出的虚拟判断值间关系的图。在该图中，最上一行的PR模式表示通过端子43输入到虚拟判断电路24的信号的值，最左一列的RLL模式表示通过端子44输入到虚拟判断电路24的虚拟判断器51的信号。
PR模式的值表示局部响应特性为PR(1、-1)、PR(1，1，-1，-1)、PR(1、2、-2、-1)、PR(1、3、-3、-1)、PR(2、3、-3、-2)及(3、4、-4、-3)中的某一个。特别是PR(1、-1)是所熟知PR4(Partial Response Class IV)，PR(1，1，-1，-1)是所熟知的EPR4(Extended Partial Response Class IV)。
另外在图22中，PR(1、-1)是PR(a，b，-b，-a)的a＝0、b＝1的情况。另外在图20中，增益G是使绝对值的最大值规格化的乘法系数，用A/(a＋b)表示(其中，A为任意电平)。
下面再返回图18，对图18中所示电路的动作进行说明，通过端子41输入的从横向滤波器21输出的波形均衡重放信号，作为现在时刻的信号D3处理。另一方面，从重采样·DPLL19输出的峰值点信息，通过端子42供给抽头延迟电路23，该抽头延迟输出则输入到虚拟判断器51。虚拟判断器51根据下述的算法，进行以局部响应均衡为前提的虚拟判断(收敛目标设定)。
减法器52从端子41输入的现在时刻信号D3减去由虚拟判断器51所得到的判断结果，计算偏差信号，由D型触发器53对偏差信号进行锁存后，通过输出端子54由图17的反相器25进行极性反转，然后输出给乘法器·LPF22。由反相器25进行极性反转的偏差信号由乘法器·LPF22与从横向滤波器21来的抽头输出相乘后，除去高频成分，然后作为使上述的错误为0的抽头系数(滤波器系数)，输出给横向滤波器21。
下面参照图23的流程图等对积分系统虚拟判断器51的动作再进行详细说明。在此，当上述0点信息的值Z为“1”，表示过零点，在图19(C)中所示的PR(a，b，b，a)的状态转移图中用“a＋b”值表示，在状态S1→S2或者S4→S5转移过程中发生。
这时，在图19(C)中，右半部分的状态S2、S3及S4沿着正值的路径(规格化为“a＋b＝0时”，如参照图20说明那样，是a＋2b、2a＋2b、2b中的一种)，左半部分的状态S5、S0及S1沿着负值的路径(规格化为a＋b＝0时，如参照图20说明那样，是0、a、2a中的一种)，从而通过参照过零点前边或后边的值，可以判断是正的路径，还是负的路径。
而且，如果知道从某个过零点到下一个过零点的间隔，即知道从状态S2到状态S5，或从状态S5到状态S2的转移数，就可以确定路径，应取得的值对各个采样点就明确了。
另外，在上述的状态转移图中，当是“a＋b”以外值，即不是过零点时，上述的0点信息的值Z为“0”。从该状态转移图可知，过零点(Z＝1)不能连续取出2个，另外，在RLL(1，X)时，在相邻的Z＝1期间最低存在一个“0”(0点信息的值Z进行1→0→1变化时，即状态S2→S4→S5，或状态S5→S1→S2转移时)。当RLL(2，X)时，在相邻的Z＝1期间最低存在2个“0”。这是因为不存在2a及2b的值的缘故。
在实际信号时，由于噪声等的影响，完全可能使过零点本身的检测产生错误，但是在进行反馈控制时，如果可正确判断的几率超过错误几率，则应该在正确的方向上收敛，并且由于进行充分的积分处理，所以单个噪声在实用上是没有问题的。
着眼于以上问题，虚拟判断器51首先通过端子42、抽头延迟电路23，识别每个位时钟周期所输入的点信息的值Z，并判断连续5个时钟周期的5个值是否是全“0”(图23的步骤161)、上述5个值中是否只有最后的值为“1”(图23的步骤162)、上述5个值中是否只有最初的值为“1”(图23的步骤163)、上述5个值中是否是最初和最后的值为“1”，其余的3个值为“0”(图23的步骤164)。
这些码型当使注目的点信息的值Z的中央值为“0”时，前后两侧的0点信息的值Z中的一个为“0”，由于这时信号波形贴近正侧或负侧，所以当满足这些码型的某一种时，通过式P＝(a＋b)*×G(4)算出大的值P(图23的步骤165)。其中在(4)式及下述的(5)、(6)式中，G表示图21中的增益、a*、b*表示为使中央值(a＋b)为0，将PR1(a，b，b，a)中的a和b值位移后的值。这些、a*、b*及G的值是由通过端子43输入的PR模式信号、及通过端子44输入的RL模式信号所求出的已知值。
当上述的码型的那一种也不是时，判断连续5个时钟周期的5个0点信息的值Z是否是“01010”(图23的步骤166)，是该码型时，则根据RLL模式信号判断是否是RLL(1，X)的局部响应均衡(图23的步骤167)。当该码型将所关注的中央值0点信息的值Z为“0”时，是中央值的前后两侧相邻的2个Z值为“1”，这一情况如上所述，由于可能只在RLL(1，X)时发生，所以RLL(1，X)时，通过式P＝(b－a)*×G(5)算出值P(图23的步骤168)。这时，由于极性在第2时钟时瞬间改变，所以可通过(5)式计算出小的值P。
当连续5个时钟周期的5个0点信息的值Z不是“01010”时，则判断这5个0点信息的值Z是否是“01001”、“10010”、“00010”及“01000”中的某一个码型(图23的步骤169～172)。这4个码型是连续5个0点信息中的中央值不表示过零点，并且与中央值前后相邻的2个点信息中的一个表示过零点。
当是上述4个码型的某一个时，或者在步骤167上判断RLL模式不是(1，X)时，通过式P＝b*×G(6)算出值P(图23的步骤173)。这时由于信号波形保持短时间、相同的极性，所以(4)式及(5)式的中间电平的值P可通过(6)式算出。
当在上述的步骤165、168及173中的某一个步骤上计算值P时，接着判断从D型触发器47取出的现在时刻的波形均衡信号D3是否为0以上(图23的步骤174)。当现在时刻的波形均衡信号D3为0以上时，将最终虚拟判断电平Q作为P的值(图23的步骤175)，当为负时将最终虚拟判断电平Q作为-P的值(图23的步骤176)。
当在步骤172上判断点信息的值Z不是“01000”时，使最终虚拟判断电平Q为0(图23的步骤177)，例如连续5个点Z的中央值为“1”时就相当于这种情况，通过以上的虚拟判断处理所得到的虚拟判断电平供给图18的减法器52，取与现在时刻的波形均衡信号D3间的差分，作为偏差信号，如上所述，由D型触发器53锁存后通过输出端子54，由图17的INV25输出给图17的乘法器·LPF22，在此相乘后除去高频成分，并作为抽头系数输出给横向滤波器21。这样，为使从图18的减法器52所取出的偏差信号为0，通过对横向滤波器21的抽头系数进行可变控制，可以使收敛范围扩大，适当进行横向滤波器21的波形均衡。
下面参照图24的流程图再对微分系统的虚拟判断器51的动作进行详细说明。在此为了简单起见对信号的扫描宽度限制为(2，X)的情况进行说明。此处，上述的点信息的值PK为“1”时表示峰值，在图20(C)中所示的PR(a，b，-b，-a)的状态转移图中由“a＋b”或“-(a＋b)”的值表示，在状态S1→S2或者S4→S5转移过程中发生。
这时，在图20(C)中，峰值的极性可以由采样点的极性判断。而且，如果知道某个峰值到下个峰值间的间隔，即知道从状态S2到状态S5，或者从状态S5到状态S2的转移数，就可以确定路径，应取得的值对各个采样点就明确了。
另外，在上述的状态转移图中，当是“a＋b”或“-(a＋b)”以外的值，即不是峰值时，上述的点信息的值PK为“0”。从该状态转移图看出，峰值(PK＝1)不是2个连续取出的，在(2，X)时，在相邻的PK＝1期间最低存在2个“0”。
实际信号时，由于噪声等的影响，完全可能使峰值本身的检测产生错误，但是在进行反馈控制时，如果可正确判断的几率超过错误几率，则应该在正确的方向上收敛，并且由于进行充分的积分处理，所以单个噪声在实用上是没有问题的。
着眼于以上问题，虚拟判断器51首先通过端子42和抽头延迟电路23，识别每个位时钟周期所输入的点信息的值PK，并判断连续5个时钟周期的5个值是否是全“0”(图24的步骤261)、上述5个值中是否只有最后的值为“1”(图24的步骤262)、上述5个值中是否只有最初的值为“1”(图24的步骤263)、上述5个值中是否是最初和最后的值为“1”，其余的3个值为“0”(图24的步骤264)。
码型当使所关注的峰值点信息的值PK的中央值为“0”时，前后两侧的峰值点信息的值PK都为“0”，这时由于贴近信号波形0，所以满足这些码型的某一个时，通过式Q＝0(7)计算虚拟判断值Q(图24的步骤265)。
当都不是上述码型时，判断连续5个时钟周期的5个峰值点信息的值PK是否是“01010”、“01001”、“10010”、“00010”及“01000”中的某一个码型(图24的步骤266、269～272)。这4个码型不表示连续5个峰值点信息中的中央值是峰值点，并且中央值前后相邻的2个峰值点信息中的某一个表示峰值点。
当是上述5个码型的某一个时，通过式P＝a×G(8)计算出值P(图24的步骤273)。其中(8)式及下述的(9)式中，G表示图22所示的增益，a、b表示PR(a，b，b，a)中的a和b的值。a、b及G值是通过端子43输入的PR模式信号、及通过端子44输入的RLL模式信号所求得的已知值。
当在步骤272上判断峰值点信息的值PK是上述以外的值时，通过式p＝(a＋b)×G(9)计算出值P(图24的步骤277)。例如连续5个峰值PK的中央值为“1”时等就相当于这一情况。
当上述步骤273及277的某一步计算值P时，接着判断从D型触发器47取出的现在时刻的波形均衡信号D3是否为0以上(图24的步骤274)。当现在时刻的波形均衡信号D3为0以上时，将最终虚拟判断电平Q作为P的值(图24的步骤275)，而当为负时则将最终虚拟判断电平Q作为-P的值(图24的步骤276)。
通过以上虚拟判断处理所得到的虚拟判断电平Q供给图18的减法器52，取其与现在时刻的波形均衡信号D3间的差分，作为偏差信号，如上所述，通过由D型触发器53锁存后通过输出端子54及图17的INV25，输出到图17的乘法器·LPF22，在此相乘之后除去高频成分，作为抽头系数输出给横向滤波器。这样，为使从图18的减法器52取出的偏差信号为0，通过对横向滤波器21的抽头系数进行可变控制，可以扩大收敛范围，更适当地进行横向滤波器21的波形均衡。
下面对积分系统的上述虚拟判断处理的波形均衡再进行具体说明。例如，图25(A)中用实线表示的波形均衡后重放信号，从横向滤波器21取出，输入到虚拟判断电路24中时，在该判断电路24上从重采样·DPLL19也输入该图(A)波形的下部所示的值Z的0点信息。此处在图25(A)中，○符号表示在记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的原来数据点。而×符号表示横向滤波器21进行局部响应均衡时的均衡用采样点，它从原来的数据点偏离180°(其他的图25(B)～(D)、图26、图27也一样)。
在图25(A)中，连续5个0点信息的值Z为全“0”、“10000”、及“00001”时，通过上述(4)式进行均衡(图23的步骤161～163、165)，如图25(B)中所示，可以与原来同样的波形得到重放信号。上述的(4)式～(6)式运算结果的波形均衡，是以连续5个0点信息的值Z的第3定时，根据波形均衡信号D3的极性进行的，如图23所示。
图25(C)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个0点信息的值Z为“10001”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时，由于连续的5个0点信息的值Z的第3定时的波形均衡信号D3值是正的，所以这时进行(4)式的波形均衡(图23的步骤164、165、174、175)，图25(D)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
图26(A)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个0点信息的值Z为“01010”，并且是RLL(1，X)时、及连续5个0点信息的值Z为“01001”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续的5个0点信息的值Z为“01010”时的波形均衡信号D3的值是正的，所以这时进行(5)式的正值波形均衡(图23的步骤166～168、174、175)，而由于“01010”时的波形均衡信号D3的值是负的，所以这时进行(6)式的负值波形均衡(图23的步骤169、173、174、176)，图26(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
图27(A)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个0点信息的值Z为“01000”时、及连续5个0点信息的值Z为“00010”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续的5个0点信息的值Z在“01000”、“00010”时波形均衡信号D3的值是都正的，所以进行(6)式的正值波形均衡(图23的步骤177、173～175或步骤172～175)，图27(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
图27(C)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个0点信息的值Z为“01001”时、及连续5个0点信息的值Z为“10010“时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续的5个0点信息的值Z在“01001”、“10010”时波形均衡信号D3的值都是正的，所以进行(6)式的正值波形均衡(图23的步骤169、173～175或步骤170、173～175)，图27(D)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
这样，在本实施例中由于参照0点信息的值Z，从状态转移图均衡为自己决定的值，所以可以不依赖于现在的采样点电平(接近其他目标值也不受影响)进行正确的波形均衡。还可以对应于不同局部响应均衡，还由于错误判断几率与阈值固定的现有装置相比要少，所以可以缩短收敛时间。本实施例在RLL(2，X)时同样可以适用。这是由于正如参照图21说明那样，可以进行与RLL(1，X)大体相同的状态转移的缘故。
下面对微分系统的上述虚拟判断处理的波形均衡再进行具体说明。例如，图28(A)中用实线表示的波形均衡后重放信号，从横向滤波器21取出，输入到虚拟判断电路24中时，在该判断电路24上从重采样·DPLL19也输入如该图(A)波形的下部所示的值PK的0点信息。此处，在图28(A)中，○符号表示通过横向滤波器21进行局部响应均衡时的采样点(其他的图28(B)、图29、图30也一样)。
在图28(A)中，连续5个0点信息的值PK为全“0”、“10000”、及“00001”时，通过上述(7)式进行均衡(图24的步骤261～263、265)，当PK为“01000”时和“00010”时，根据上述(8)式进行均衡(图24的步骤271～272、273、274、275)，当PK为“00100”时根据上述(9)式进行均衡(图24的步骤277、274、275)，如图28(B)中所示，可以与原来同样的波形得到重放信号。上述的(7)式～(8)式运算结果的波形均衡，是以连续5个峰值点信息的值PK的第3定时，根据波形均衡信号D3的极性进行的，如图27所示。
在图29(A)中，连续5个峰值点信息的值表示从重采样·DPLL19取出的连续5个峰值点信息的值PK为“10001”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续5个0点信息的值PK的第3定时的波形均衡信号D3的值是正的，所以这时进行(7)式的波形均衡(图24的步骤264、265)，图29(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
图30(A)表示从重采样·DPLL19取出的连续5个峰值点信息的值PK为“01001”时、及连续5个0峰值点信息的值PK为“10010”时的横向滤波器21的输出均衡后重放信号波形的一例。这时由于连续5个0点信息的值PK为“01001”、“10010”时波形均衡信号D3的值都是正的，所以这时进行(9)式的正值波形均衡(图24的步骤269、273～275、或步骤270、273～274、276)，图30(B)中所示的均衡后重放信号可以从横向滤波器21得到。
这样，在本实施例中由于参照峰值点信息的值PK，从状态转移图均衡为自己决定的值，所以可以不依赖于现在的采样点电平(接近其他目标值也不受影响)进行正确的波形均衡。此外，对应于不同的局部响应均衡，还由于错误判断几率与阈值固定的现有装置相比要少，所以可以缩短收敛时间。本实施例在RLL(1，X)时同样可以适用。这是由正如参照图22说明的那样，可以进行与RLL(2，X)大体相同的状态转移的缘故。
图31表示该重放装置的解码电路输出信号网眼图形的一例。在该图中，纵轴表示量化电平，横轴表示时间。图31(A)中所示的例子是PR模式信号值为“6”。即PR(3、4、4、3)，且是RLL(2，X)的例子，可以看出可短时间收敛在2a＋2b、a＋2b、a＋b、a及0值上。图31(B)中所示的例子是PR模式信号值为“1”。即PR(1、1)，且是RLL(2，X)的例子，可以看出可短时间收敛在a＋2b、a＋b、a的值上。
图32表示与该重放装置的微分系统输入信号对应的输出信号的网眼图形一例。在该图中，纵轴表示量化电平，横轴表示时间。图32中所示的例子是PR模式信号的值为“2”，即PR(1，1，-1，-1)，且是PLL(2，X)的例子。可以看出可以短时间收敛在a＋b、a、0、-a、-(a＋b)的值上。<第7实施例>
下面对本发明的另一实施例进行说明。图33表示本发明装置的主要部分的自动均衡电路第7实施例的方框图。在该图中，与图17相同构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图33所示，相当于图16的自动均衡电路20的第7实施例的自动均衡电路20g的构成包括对于从重采样·DPLL19a来的重采样数据赋予PR均衡特性的横向滤波器21；使横向滤波器21的系数根据偏差信号改变的乘法器低通滤波器(LPF)22；抽头延迟电路23；根据横向滤波器21的输出信号和抽头延迟电路23输出的延迟信号来生成上述偏差信号并提供给乘法器·LPF22的虚拟判断电路24；检测上述重采样数据的峰值，输出峰值点信息的峰值检测器100，及接收重采样·DPLL19a输出的(不是上述点信息)0点信息和上述峰值点信息、根据所输入的上述特性模式选择某一种来输出点信息、提供给抽头延迟电路23的点选择电路101。
峰值检测器100例如在输入均衡后重放信号的极性反转时，将附近的2个采样点中接近0的一个作为峰值点信息，供给点选择电路23。这样，该实施例也进行与图17实施例同样的动作。
但是，重采样·DPLL19、19a在其输入端装有AGC电路及ATC电路，在其输出端装有自动均衡电路20(20f、20g)，由于自己形成环路，所以可以实现可靠的收敛，另外由于不需要外加电路，所以构成简单，还由于是数字电路，所以具有可靠性高的优点。<第8实施例>
下面对本发明的第8实施例进行说明。图34表示本发明装置主要部分的自动均衡电路第8实施例的方框图。在该图中，与图17相同的构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图34所示，相当于图1的自动均衡电路20的第8实施例的自动均衡电路20h，包括对从重采样·DPLL19输出的重采样数据赋予PR均衡特性的横向滤波器21；使该横向滤波器21的系数根据偏差信号而改变的乘法器·低通滤波器(LPF)22；抽头延迟电路23；根据横向滤波器21的输出信号和抽头延迟电路23输出的延迟信号，生成上述偏差信号，供给乘法器·LPF22的虚拟判断电路24；检测出横向滤波器21的输出信号的过零点、并将0点信息供给点选择电路103的峰值检测器102；及根据上述特性模式选择上述0点信息和上述峰值点中的一种、并作为点信息提供给抽头延迟电路23的点选择电路103。上述特性模式也输入到上述虚拟判断电路24，对虚拟判断算法进行切换。
零检测器26，例如在输入均衡后重放信号的极性反转时，邻近的2个采样点中更接近0的一个作为0点信息，供给点选择电路23。这样，本实施例也进行与图17实施例同样的动作。<第9实施例>
本发明不仅限于以上的构成，如以下的实施例那样，也可以适用于不使重采样·DPLL的构成中。图25表示本发明装置主要部分的自动均衡电路第9实施例的方框图。在该图中，与图17相同的构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图35所示，相当于图16的自动均衡电路20的第9实施例的自动均衡电路20i，其特征在于不是将重采样·DPLL19输出的信号，而是对重放信号进行A/D变换及自动增益控制，再进行DC控制(ATC控制)的信号作为输入信号进行接收，通过输入横向滤波器21的均衡后重放信号的过零点检测·峰值检测·相位比较器31，根据上述特性模式信号，将相当于0点信息或峰值点信息的点信息供给抽头延迟电路23。
峰值检测·相位比较器31在横向滤波器21的均衡后，对重放信号进行过零点检测或峰值检测，对该过零点或检测峰值点的相位与电压控制振荡器(VCO)33输出的位时钟的相位进行相位比较，生成相位误差信号。该相位误差信号通过环路滤波器32，作为控制电压加到电压控制振荡器(VCO)33，对该输出系统时钟频率进行可变控制。VCO33的系统时钟包括上述的位时钟，将装置的时钟加给需要的各模块。
环路滤波器32及VCO33的构成既可以是数字方式也可以是模拟方式，在模拟方式时需要进行D/A变换的接口，该实施例也具有与上述各实施例同样的特长。<第10实施例>
图36表示本发明装置主要部分的自动均衡电路第10实施例的方框图。在该图中，与图17相同的构成部分加有相同标号，其说明予以省略。如图36所示，相当于图16的自动均衡电路20的第10实施例的自动均衡电路20j，不是将重采样·DPLL19输出的信号，而是将根据需要进行前置均衡重放信号，通过A/D变换器34进行A/D变换的数字信号，与横向滤波器21一起输入零检测器27及峰值检测器104中，根据上述特性模式信号，选择从上述零检测器27输出的0点信息及从上述峰值检测器104输出的峰值点信息中的某一个，作为点信息供给抽头延迟电路23。
A/D变换器34的输入重放信号，供给相位比较器35，与峰值点的相位和从电压控制振荡器(VCO)37输出的位时钟相位进行相位比较，变换成相位误差信号后，通过环路滤波器36，作为控制电压加到电压控制振荡器(VCO)37，对该输出系统时钟频率进行可变控制。环路滤波器36及VCO37的构成既可以是数字方式也可以是模拟方式，当为模拟方式时，需要进行D/A变换的接口。VCO37的系统时钟包括上述的位时钟，将装置的时钟加给需要的各模块。延迟调节根据需要进行。
另一方面，峰值检测器104例如当信号倾斜(微分)的极性反转时，将此前的定时作为峰值点信息，供给抽头延迟电路23。，该实施例也具有与上述各实施例同样的特长。
在上述实施例中，虚拟判断器51如参照图23及图24的流程所说明那样，是根据通过端子42、抽头延迟电路23按每个位时钟周期输入的连续5个点信息的值Z或PK得到虚拟判断结果的，但是也可以根据连续3个峰值点信息的值PK得到虚拟判断结果。图37及图38表示这种情况的流程图。在此动作说明予以省略。
本发明并不限定以上的实施例，例如虚拟判断电路24将PR模式信号和RLL模式信号的双方作为可变的，生成偏差信号，也可以固定某一方或双方，生成偏差信号。
另外，上述INV25的目的是在更新横向滤波器21的系数时为了进行负反馈而插入的，为了达到该目的也可考虑采用其他方法，具有代表性的方法如下①用INV对横向滤波器21的抽头输出分别进行反相。②用INV对乘法器·LPF22的输出进行反相。③改变横向滤波器21内部主信号的极性，理顺逻辑关系。④在环路内各模块中的某一个中进行极性反转。这时，当然必须考虑在图23、图37中所示的流程图中所使用的D3的极性及其错误输出的极性。
本发明可以得到以下的效果如上所述，根据本发明，不依赖于现在采样点的电平，生成并输出使峰值采样作为与从状态转移所决定的收敛目标值间误差的偏差信号，根据该偏差信号可变控制横向滤波器的抽头系数，使离开局部响应波形均衡特性的偏差信号控制到最小，所以可以适应不同的局部响应特性，同时可以使收敛范围与现有的抽头系数固定值的波形均衡电路相比扩大收敛范围。
另外，根据本发明，通过转换特性模式，不扩大电路规模，就可以适应于具有积分系统和微分系统的信号双方，不依赖于现在采样点的电平，生成并输出使峰值采样作为与从状态转移所决定的收敛目标值间误差的偏差信号，根据该偏差信号可变控制横向滤波器的抽头系数，使离开局部响应波形均衡特性的偏差信号控制到最小，所以可以适应不同的局部响应特性，同时与现有的抽头系数固定值的波形均衡电路相比，可以使收敛范围扩大。
另外，根据本发明，由于与现有的抽头系数固定值的波形均衡电路相比，误判的几率低，所以与现有技术相比可以缩短收敛时间。另外，根据本发明，对应于最小反相间隔2和3的任一扫描宽度限制码，还可以由数字电路构成，所以与模拟电路相比，可靠性高，并且还可以几乎不增大电路规模的构成。
权利要求
1.一种重放装置，在对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号利用横向滤波器进行局部响应均衡之后进行解码，其特征在于包括检测装置，用于检测是否是输入到上述横向滤波器的上述重放信号的峰值，使峰值点信息与位时钟同步进行输出；延迟电路，使由上述检测装置所输出的上述峰值点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收表示上述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示上述重放信号的扫描宽度限制码种类的PLL模式信号、从上述延迟电路输出的多个上述峰值点信息、及上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号，作为输入信号，根据由上述PR模式信号和PLL模式信号所确定的状态转移、及上述多个峰值点信息的码型，算出波形均衡信号的虚拟判断值，使上述虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路所输出的上述偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小。
2.如权利要求1所述的重放装置，其特征在于上述虚拟判断电路将上述PR模式信号或上述PLL模式信号的至少一方作为固定值，计算上述的虚拟判断值，将该虚拟判断值和上述波形均衡后重放信号间的差分值作为偏差信号输出。
3.如权利要求1所述的重放装置，其特性在于上述检测装置由重采样·DPLL(数字PLL)装置构成，该装置对从上述记录媒体重放的上述扫描宽度限制码通过模数转换的A/D变换器，按系统时钟采样得到的数字信号作为输入进行接收，生成按希望的比特率重采样的数字数据，供给上述横向滤波器，同时由检测是否是输入数字信号的峰值，输出上述峰值点信息。
4.一种重放装置，对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号利用横向滤波器进行局部响应均衡之后进行解码，其特征在于包括峰值检测装置，使表示从上述横向滤波器所输出的的波形均衡后的重放信号是否是峰值的峰值点信息与位时钟同步进行输出；延迟电路，使从上述检测装置取出的上述峰值点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，接收表示上述局部响应均衡种类的PR模式信号、表示上述重放信号的扫描宽度限制码种类的PLL模式信号、从上述延迟电路输出的多个上述峰值点信息、及上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号，作为输入信号，根据由上述PR模式信号和PLL模式信号所确定的状态转移、及上述多个峰值点信息的码型，算出波形均衡信号的虚拟判断值，使上述虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，根据从上述虚拟判断电路所输出的上述偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小。
5.如权利要求4所述的重放装置，其特征在于上述峰值检测装置使上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号峰值作为上述峰值点信息进行输出。
6.如权利要求4所述的重放装置，其特性在于上述峰值检测装置是由相位比较装置构成的，该相位比较装置输出从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号峰值点与位时钟之间的相位误差信号。
7.如权利要求1至权利要求6的任一项所述的重放装置，其特征在于当用PR(a，b，-b，-a)表示由上述PR模式信号所指定的上述局部响应均衡特性时，上述虚拟判断电路在上述连续3个峰值点信息上的中央值及其前后双方的峰值信息的值都不表示所有的峰值点时，使上述虚拟判断值计算为0，而在上述3个峰值点信息中的中央值前后某一峰值点信息的值表示峰值点时，是使P计算为0，而当上述3个峰值点信息中的中央值前后的某一个峰值点信息的值表示峰值点时，是通过a×G公式计算出值P，其中G是规定的增益，而当上述3个峰点信息中的中央值表示峰值点时，是使上述虚拟判断值以(a＋b)×G计算，并使计算出的上述值P作为相应于得到上述连续的3个峰值点信息中的中央值峰值点信息时的上述波形均衡后重放信号极性的极性的上述虚拟判断值。
8.如权利要求1至权利要求6的任一项所述的重放装置，其特征在于当用PR(a，b，-b，-a)表示由上述PR模式信号所指定的上述局部响应均衡特性时，上述虚拟判断电路在上述连续5个峰值点信息中的中央值及其前后双方的峰值信息的值都不表示峰值点时，使上述虚拟判断值计算为0，而在上述5个峰值点信息中的中央值前后只有一方的峰值点表示峰值点时，或者在上述5个峰值信息中只是第1和第4峰值点信息的值表示峰值点时，或者在上述5个峰值信息中只是第2和第5峰值点信息的值表示峰值点时，通过a×G的公式计算出值P，其中G是规定的增益，当上述5个峰值点信息值都不是上述任一种时，使P值按(a＋b)×G计算，并使计算出的上述值P作为对应于得到上述连续的5个峰值点信息中的中央值的峰值点信息时的上述波形均衡后重放信号极性的极性的上述虚拟判断值，来进行计算。
9.如权利要求1至7的任一项所述的重放装置，其特征在于上述重放信号是根据TPP法从光盘媒体重放的信号。
10.一种重放装置，具有对记录媒体上所记录的扫描宽度限制码进行重放，并在利用横向滤波器对该重放信号进行局部响应均衡后进行解码的解码装置，其特征在于具有系数生成装置，用于供给上述横向滤波器的输出信号，并根据推测均衡目标值的虚拟判断电路的输出偏差信号，可变地控制上述横向滤波器的抽头系数，使上述偏差信号为最小；通过切换至电路负担小的上述虚拟判断电路的算法，兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
11.一种重放装置，具有在利用横向滤波器对重放记录媒体上所记录的扫描宽度限制码的重放信号进行局部响应均衡之后进行解码的解码装置，其特征在于包括零检测装置，用于从输入到上述横向滤波器的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是零点的0点信息与位时钟同步进行输出；峰值检测装置，用于从输入到上述横向滤波器的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是峰值的峰值点信息与位时钟同步进行输出；选择装置，输入上述0点信息和上述峰值点信息，选择其中的一个，作为点信息输出；延迟电路，使由上述选择装置所输出的上述点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收从上述延迟电路输出的多个上述点信息、及从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号作为输入，根据由局部响应均衡的种类及重放信号的扫描宽度限制码种类确定的状态转移及上述多个点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，使该虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路的输出偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小；兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
12.如权利要求11所述的重放装置，其特征在于上述检测装置的构成包括重采样·DPLL，对从上述记录媒体重放的上述扫描宽度限制码，通过A/D变换器按系统时钟进行采样得到的数字信号作为输入信号进行接收，生成按所希望的比特率采样的数字数据，供给上述横向滤波器，同时检测是否是输入数字信号的过零点，输出上述0点信息；及重采样·DPLL，对是否是输入数字信号的峰值进行检测，输出上述峰值点信息。
13.一种重放装置，具有对记录媒体上所记录的扫描宽度限制码进行重放，并在利用横向滤波器对该重放信号进行局部响应均衡之后进行解码的解码装置，其特征在于包括零检测装置，用于从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是零点的0点信息与位时钟同步进行输出；峰值检测装置，用于从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号中，使表示是否是峰值的峰值点信息与位时钟同步进行输出；选择装置，输入上述0点信息和上述峰值点信息，选择其中的一个，作为点信息输出；延迟电路，使由上述检测装置所输出的上述点信息只延迟规定时间，至少以3个延迟信号输出；虚拟判断电路，该电路接收从上述延迟电路输出的多个上述点信息、及从上述横向滤波器所输出的波形均衡后的重放信号作为输入，根据由局部响应均衡的种类及由重放信号的扫描宽度限制码种类确定的状态转移及上述多个点信息的码型，计算出波形均衡信号的虚拟判断值，使该虚拟判断值和上述波形均衡后的重放信号间的差分值作为偏差信号输出；及系数生成装置，该装置根据从上述虚拟判断电路的输出偏差信号，对上述横向滤波器的抽头系数进行可变控制，使上述偏差信号为最小；兼顾向着由PR(a，b，b，a)所表示的特性的均衡，及向着由PR(a，b，-b，-a)所表示的特性的均衡。
14.如权利要求10至权利要求13的任一项所述的重放装置，其特征在于在上述解码装置中采用维特比解码器，对应于上述局部响应均衡的切换，来切换上述维特比解码器的处理。
15.如权利要求10至权利要求14的任一项所述的重放装置，其特征在于上述重放装置对于存在于同一记录媒体内的参数信号的特性，兼顾均衡与重放。
16.如权利要求10至权利要求15的任一项所述的重放装置，其特征在于上述重放信号至少一个是通过TPP法从光盘媒体重放的信号。
全文摘要
本发明公开一种重放装置。在多种信号输入的机器中,由于根据重放的信号性质不同,扫描宽度及想均衡的PR特性等不同,所以调节阈值的控制变得很复杂,使波形均衡达到稳定所需要的收敛时间很长。抽头延迟电路23使重采样·DPLL19输出的峰值点信息延迟,虚拟判断电路24接收表示局部响应均衡种类的PR模式信号、表示重放信号的扫描宽度限制码种类的RLL模式信号、从抽头延迟电路23输出的多个0点信息、及从横向滤波器21输出的波形均衡后重放信号作为输入,根据PR模式信号和RLL模式信号决定的状态转移和多个峰值点信息的码型,计算出均衡信号的虚拟判断值,将该虚拟判断值和波形均衡后重放信号间的差分值作为偏差信号输出。
文档编号G11B20/10GK1335620SQ0112046
公开日2002年2月13日 申请日期2001年7月16日 优先权日2000年7月18日
发明者户波淳一郎 申请人:日本胜利株式会社