专利名称：解调器、盘驱动器装置和解调方法
技术领域：
本发明涉及解调信号的解调器，所述信号包括预定的调制信号，包括所述解调器的盘驱动器装置，和解调方法。例如，本发明适合于用作预定调制信号的最小频移键控(MSK)调制信号的解调。
背景技术：
在未经审查的日本专利申请公开No.11-306686、2002-74660、2005-222608和2006-12348中公开了解调技术。
在记录和再现数字数据的数据记录技术中，光盘(包括磁光盘)，比如紧致磁盘(CD)、小型光盘(MD)、数字通用光盘(DVD)被用作记录介质。
光盘包括只读类光盘，比如CD、CD-ROM(光盘-只读存储器)和DVD-ROM，和用户数据可记录类光盘，比如MD、CD-R(可记录光盘)、CD-RW(可重写光盘)、DVD-R(可记录DVD)、DVD-RW、DVD+RW和DVD-RAM。在可记录类光盘中，磁光记录方法、相变记录方法、颜料层变化方法和其它记录方法被用于记录数据。颜料层变化记录方法(也被称为一次写入记录方法)被认为适合于供数据存储之用，因为它只允许一次数据记录。另一方面，磁光记录方法和相变记录方法允许数据重写，从而在各种内容，包括音乐、视频、游戏和应用程序的记录方面获得许多应用。
此外，最近开发的称为蓝光光盘的高密度光盘提供极高的数据存储容量。
为了把数据记录到按照磁光记录方法、颜料层变化记录方法、相变记录方法等工作的可记录光盘上，需要跟踪数据磁道的导轨。为此，以预制沟槽的形式形成沟槽，在数据记录中跟踪所述沟槽或平台(横截面中，沟槽之间的升高的凸区)。
为了把数据记录在数据磁道上的预定位置，需要记录地址信息。有时可通过摆动沟槽来记录地址信息。
更具体地说，以预制沟槽的形式形成用于记录数据的磁道，并按照地址信息摆动预制沟槽的侧壁。
借助这种结构，可从在记录和再现操作中，以反射激光信息的形式获得的摆动信息中读取地址。从而数据可被记录到目标位置或者从目标位置再现数据，而不需要预先形成表示磁道上的地址的凹坑数据。
安排成摆动沟槽的地址信息消除了在磁道上离散地排列地址区和以凹坑数据的形式记录地址的需要。由于地址区变得不必要，因此实际的可记录数据的数量被增大。
由摆动沟槽表示的绝对时间信息(地址)被称为预制沟槽的绝对时间(ATIP)，或者预制沟槽的地址(ADIP)。
就蓝光光盘来说，按照以MSK调制和锯齿状摆动(STW)调制的组合调制的调制波形，摆动沟槽。
利用MSK调制、STW调制或者这两种调制的组合形成的ADIP信息将在下面更详细地说明。MSK调制是一种调制指数为0.5的连续相位频移键控(FSK)调制。
在STW调制中，摆动基波的二次谐波被增加到摆动基波中，或者从摆动基波中减去，以致产生调制波，例如锯齿波。
蓝光光盘的盘驱动器装置包含再现ADIP信息的MSK解调器和STW解调器。
特别地，在未经审查的日本专利申请公开No.11-306686、2002-74660、2005-222608和2006-12348中公开了解调MSK/STW调制信号，并对ADIP信息解码的技术。
发明内容
由于光盘上相邻轨道之间的串扰，记录之前和之后的摆动信号间的输出振幅差，和光盘质量的变化，MSK调制的和STW调制的摆动信号的振幅发生波动。
如在未经审查的日本专利申请公开No.11-306686和2002-74660中公开的那样，利用自动增益控制(AGC)电路并限制摆动信号的振幅能够避免摆动信号的振幅方面的改变。摆动信号不仅在振幅方面受到干扰，而且在时间轴(相位)上受到干扰。
在MSK调制和STW调制中，以具有与摆动基波相同的频率的正弦波或余弦波的形式产生倍增基波(multiplication fundamentalwave)。使倍增基波与输入的摆动信号相乘。乘积被累积，并且确定累积值的正或负，从而获得解调信号。
相位干扰的影响表现为待相乘的摆动信号与倍增基波之间的相移。由于相移的缘故，可能不能获得相乘值的正确累积值，不能进行恰当的解调。
为了避免相位干扰的影响，使用参考信号作为STW调制信号。STW解调系统利用参考信号探测相移，并调整倍增基波的相位。
就MSK解调而论，在未经审查的日本专利申请公开No.2005-222608中描述了一种利用在STW解调系统中获得的信息，调整倍增基波的相位的技术，作为一种避免相位干扰的影响的方法。但是，这种情况下，对于没有包含作为摆动沟槽的STW调制信号的区域，不能调整倍增基波的相位。例如，在MSK调制信号和STW调制信号都作为摆动沟槽被包含在光盘上的所有区域上的情况下，能够调整相位。但是，当在光盘上的某一区域中，以摆动沟槽的形式只包含MSK信号时，那么不能从STW解调系统获得相位信息。
另外，在所有介质中，都不保证STW调制信号的相位变化与MSK调制信号的相位变化之间的相关性。
为此，在MSK解调系统中，利用在STW解调系统中获得的相位信息调整倍增基波的相位并不总是有效。
如在未经审查的日本专利申请公开No.2006-12348中所述，还考虑了下述方法。MSK解调系统包括多个乘法积分器。每个乘法积分器在不同的交叉相位状态下进行运算。根据运算结果，确定处于最佳交叉相位状态的系统。调整倍增基波的相位，以致确定的交叉相位状态被提供给特定的算术单元。这种情况下，尽管能够在MSK解调系统中单独进行相位调整，但是需要多个(至少三个)乘法积分器，这会不合需要地显著增大电路大小。
鉴于这些缺点，做出了本发明的实施例，在不显著增大电路的大小的情况下，本发明的实施例实现与起因于干扰的相位变化兼容的稳定解调操作。
根据本发明的一个实施例，解调包括预定调制信号的输入信号的解调器包括一个倍增基波发生器，用于输出预定调制信号的倍增基波，一个计算器，用于使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分，一个解调信号发生器，用于利用来自计算器的输出，产生调制信号的解调信号，一个相位确定器，用于根据对于包含输入信号中的调制信号的区间(interval)、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态，一个相位调整器，用于根据相位确定器的确定结果，调整将被提供给计算器的倍增基波的相位。
相位调整器根据相位确定器的确定结果，调整倍增基波的相位，以致将由计算器相乘的输入信号和倍增基波的交叉相位状态变成最佳。
对于包含调制信号的每个区间，相位确定器根据从电平均衡确定的相移的方向，递增和递减加/减计数器的计数值，并利用在进行预定次数的计数之后获得的加/减计数器的计数值，产生相位调整值作为交叉相位状态的确定结果。
相位确定器可被供给指示包含调制信号的区间的调制区间信号。相位确定器可根据仅仅关于调制区间信号指示的区间的多个积分值的电平的均衡，确定相移的方向。
预定的调制信号可以是按照最小频移键控调制方法调制的信号。
根据本发明的另一实施例，磁盘驱动器装置包括一个读取器，用于读取包括作为摆动沟槽，记录在光盘记录介质上的预定调制信号的摆动信号，一个倍增基波发生器，用于输出预定调制信号的倍增基波，一个计算器，用于使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分，一个解调信号发生器，用于利用来自计算器的输出，产生调制信号的解调信号，一个相位确定器，用于根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态，一个相位调整器，用于根据相位确定器的确定结果，调整将被提供给计算器的倍增基波的相位，和一个解码器，用于对解调信号发生器提供的解调信号解码，并获得记录成摆动沟槽的的信息。
相位调整器调整倍增基波的相位，以致将由计算器相乘的输入信号和倍增基波的交叉相位状态变成最佳。
解码器可获得光盘记录介质上的地址信息，作为记录成摆动沟槽的信息。
根据本发明的另一实施例，解调包括预定调制信号的输入信号的解调器的解调方法包括使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分的步骤，利用相乘和积分步骤的输出，产生调制信号的解调信号的步骤，根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态的步骤，和根据相位确定步骤的确定结果，调整将被相乘的倍增基波的相位的步骤。
根据本发明的另一实施例，解调包括预定调制信号的输入信号的解调器的解调方法包括使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分的步骤，利用相乘和积分步骤的输出，产生调制信号的解调信号的步骤，根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态的步骤，和根据相位确定步骤的确定结果，调整倍增基波的相位，以致将在相乘和积分步骤中相乘的输入信号与倍增基波的交叉相位状态变成最佳的步骤。
在本发明的实施例中，倍增基波和输入信号(摆动信号)在预定调制信号，即MSK解调信号的解调期间被相乘，从而调整倍增基波的相位，以致倍增基波和输入信号的交叉相位状态不会变成异相。因此，根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态。就MSK信号来说，对于包含调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值可以是两个连续摆动持续时间内的积分值。如果交叉相位状态合适，那么这些积分值的电平变成相等，而如果交叉相位状态不合适，那么所述电平不同。
根据本发明的实施例，在对预定调制信号(具体地说，MSK解调信号)进行的解调处理中，使倍增基波和输入信号(摆动信号)相乘。此时，倍增基波的相位被自动调整，以致倍增基波和输入波的交叉相位状态变成同相。为了进行自动调整，必须确定交叉相位状态。从而，根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态。例如，根据该确定调整倍增基波的相位，从而调整交叉相位状态。因此，使计算器中的交叉相位状态处于适当的状态。
根据多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增信号的交叉相位状态。和利用多个计算器确定相位调整的正确方向的情况不同，这不会导致复杂的电路结构。
因此，即使由于干扰，比如相邻轨道之间的串扰，记录之后反射率的降低，以及光盘变形的缘故，输入信号(摆动信号)的相位发生变化，根据本发明的实施例的解调器和解调方法也能够实现可靠的解调，而不会使解调电路结构变复杂。
解调性能的提高减少了地址错误，从而提高了根据本发明的实施例的盘驱动器装置中的记录/再现性能。因此，能够在物理特性和记录/再现特性变化较大的读写介质上进行可靠的记录/再现。
由于借助自动相位调整的MSK调制的解调性能的提高允许关于拾取器的特性的各种变化维持摆动地址解调性能，因此能够提高拾取器的产品收得率。
图1A和1B是光盘的摆动沟槽的说明图；图2A和2B是摆动信号的MSK调制波和STW调制波的说明图；图3A和3B是ADIP单元的说明图；图4是由ADIP单元形成的ADIP信息的说明图；图5是根据本发明的一个实施例的盘驱动器装置的方框图；图6是根据本发明的一个实施例的盘驱动器装置的摆动解调系统的方框图；图7是根据本发明的一个实施例的MSK区信号的说明图；图8是根据本发明的一个实施例的摆动信号处理电路的方框图；图9是根据本发明的一个实施例的MSK解调器的方框图；图10是根据本发明的一个实施例的MSK解调过程中的信号波形的说明图；图11是根据本发明的一个实施例的借助延迟时间的相位调节的说明图；图12是根据本发明的一个实施例的借助表选择的相位调节的说明图；图13是根据本发明的一个实施例的保存在每个表中的信号的相位的说明图；图14是根据本发明的一个实施例的相位确定器的方框图；图15A-15C是根据本发明的一个实施例的相位确定操作的说明图；图16是根据本发明的一个实施例的用于相位调节的信号波形的说明图；图17是根据本发明的一个实施例的用于相位调节的信号波形的说明图；图18是根据本发明的一个实施例的相位调节性能的说明图；
图19是根据本发明的一个实施例的MSK解调器的另一结构的方框图。
具体实施例方式
下面按照下述顺序说明本发明的实施例。
1.MSK调制、STW调制和ADIP2.盘驱动器装置的结构3.ADIP解调系统的结构4.改进1.MSK调制、STW调制和ADIP本发明的一个实施例的光盘1包含充当记录磁道的沟槽GV，如图1A中所示。沟槽GV从内圆周盘旋到外圆周。图1B是图解说明沿光盘1的径向方向交替形成的升高的平台L和沟槽GV的截面图。图1A中所示的光盘1的螺旋方向是从光盘1的记录面观看的。如果光盘1具有多个记录层，那么螺旋构形可因层而异。
光盘1的沟槽GV沿螺旋圆的切线方向摆动，如图1B中所示。沟槽GV的摆动构形对应于摆动信号。光盘驱动器在从对准沟槽GV激光光斑LS反射的激光束中探测沟槽GV的两个边缘的位置。当激光光斑LS沿记录磁道移动时，光盘驱动器探测沿着光盘径向方向的所述边缘位置的变化分量，从而再现摆动信号。
摆动信号包含记录位置中的记录磁道的调制地址信息(物理地址和其它附加信息)。通过从摆动信号中解调地址信息，光盘驱动器能够完成数据的记录和再现中的地址控制。
下面关于具有记录沟槽的光盘说明本发明的实施例。本发明的实施例不仅适用于沟槽记录光盘，而且适用于其中数据被记录在平台上的平台记录光盘。本发明的实施例还适合于平台-沟槽记录光盘。
在根据本实施例的光盘1中，利用两种调制方法在摆动信号中调制地址信息。一种方法是MSK(最小频移键控)调制方法，另一种方法是STW(锯齿状摆动)调制方法。在STW调制中，偶次谐波被加入到正弦载波信号中，通过响应数据的代码，改变每个谐波信号的极性，调制数据。
如图3A中所示，根据本实施例的光盘1具有一个区块，其中具有预定频率的正弦参考载波信号波持续预定周期。在该区块中产生摆动信号。摆动信号包含其中放置MSK调制地址信息的MSK调制区，和其中放置STW调制地址信息的STW调制区。MSK调制地址信息和STW调制地址信息被插入该区域中的不同位置。在MSK调制中使用的两种正弦载波信号之一和STW调制的载波信号被称为参考载波信号。另外，MSK调制区和STW调制区被安排在该区块内的不同位置，在MSK调制区和STW调制区之间安排具有至少一个周期的参考载波信号。
没有任何调制数据，并且其上出现参考载波信号的频率分量的区域被称为单调摆动。用作参考载波信号的正弦信号由cos(ωt)表示。参考载波信号的一个周期被称为一个摆动周期。从光盘1的内圆周到外圆周，参考载波信号的频率保持不变，并且相对于激光光斑LS沿记录磁道移动的线性速率被确定。
下面将更详细地说明MSK调制和STW调制。首先说明利用MSK调制的地址信息的调制方法。
MSK调制是一种调制指数为0.5的连续相位FSK(频移键控)调制。在FSK调制中，利用具有被设定成对应于待调制数据的代码(即，“0”和“1”)的频率f1和频率f2的两个载波信号，调制数据。即，如果数据为“0”，那么输出具有频率f1的正弦波，而如果数据为“1”，那么输出具有频率f2的正弦波。就连续相位FSK调制来说，在被调制数据的代码的转换时刻，这两个载波信号的相位连续。
在FSK调制中，调制指数“m”被如下定义m＝|f1-f2|T其中T表示数据传输速率(1/最短的代码长度时间)。当调制指数“m”为0.5时，连续相位FSK调制被称为MSK调制。
图2A图解说明MSK调制。如图2A中所示，在单调摆动MW之间插入三个摆动周期的MSK调制波形(MM1、MM2和MM3)。
如果单调摆动被表示成cos(ωt)，那么MSK调制中使用的两个频率之一具有和参考载波信号相同的频率，另一个的频率为参考载波信号的频率的1.5倍。MSK调制中使用的信号波形之一为cos(ωt)或-cos(ωt)，而另一个为cos(1.5ωt)或者-cos(1.5ωt)。
图2A表示两个单调摆动，MSK调制区和两个单调摆动。这种情况下，MSK流的信号波形为均为一个摆动周期的cos(ωt)、cos(ωt)、cos(1.5ωt)、-cos(ωt)、-cos(1.5ωt)、cos(ωt)。如图所示，cos(ωt)＝cos{2π·(fwob)·t}，其中fwob是参考载波频率。作为MSK调制区的三个摆动周期是MM1＝cos{2π·(1.5·fwob)·t}，MM2＝-cos{2π·(fwob)·t}和MM3＝-cos{2π·(1.5·fwob)·t}。
第一个摆动周期(MM1)的频率为单调摆动的1.5倍，第二个摆动周期(MM2)具有和单调摆动相同的频率，第三个摆动周期(MM3)的频率为单调摆动的1.5倍。在三个摆动周期内，相位回复第一相位。更具体地说，在前的摆动和在后的摆动在相位上是连续的，第二个摆动(MM2)具有与单调摆动相反的极性。
通过在光盘1中把摆动信号设置成如上所述的MSK流，地址信息在摆动信号中被调制。MSK调制信号可如下所述被同步探测。
当在MSK调制中调制的数据被插入光盘1中的摆动信号中时，待调制数据的数据流由对应于摆动周期的时钟周期单元差分编码。更具体地说，待调制的数据流和被延迟参考载波信号的一个周期的数据经历差分处理。差分编码数据被设置成预编码数据。对预编码数据进行MSK调制，产生上面所述的MSK流。
在差分编码数据(预编码数据)中，当数据的代码变化时，一位被设置(成1)。由于数据的代码长度至少为摆动周期的两倍，因此参考载波信号cos(ωt)或者其相反信号-cos(ωt)被插入数据的代码长度的后半部。如果预编码数据的该位变成“1”，那么插入频率为参考载波信号的1.5倍的波形，并且该波形与在代码转换时刻匹配的相位连接。如果数据为“0”，那么插入数据的代码长度的后半部的信号波形是参考载波信号cos(ωt)，如果数据为“1”，那么插入数据的代码长度的后半部的信号波形是参考载波信号cos(ωt)的相反信号-cos(ωt)。如果相位匹配载波信号，那么同步探测输出变成正值，如果相位被反转，那么同步探测输出变成负值。如果与参考载波信号同步地探测MSK调制信号，那么调制数据的解调是可能的。
下面说明STW调制。
在STW调制中，偶次谐波被加入到正弦载波信号中。响应数据的代码，改变谐波信号的极性。从而调制数字信号。
STW调制的载波信号是频率与相位与作为MSK调制的载波信号的参考载波信号(cos(ωt))相同的信号。待加入的偶次谐波信号是参考载波信号cos(ωt)的二次谐波sin(2ωt)和-sin(2ωt)，并且以参考载波信号的振幅为基准具有-12dB的振幅。数据的最小代码长度为摆动周期(参考载波信号的周期)的两倍。
如果数据的代码为“1”，那么在调制中向载波信号中加入sin(2ωt)，如果数据的代码为“0”，那么在调制中向载波信号中加入-sin(2ωt)。
图2B图解说明调制的摆动信号的信号波形。如图2B中所示，参考载波信号(cos(ωt))的单调摆动MW的信号波形被置于中央的摆动持续时间中。前面的两个摆动周期中的信号波形把sin(2ωt)加入到参考载波信号(cos(ωt))中，即数据为“1”时的信号波形。在单调摆动MW之后的两个摆动周期具有把-sin(2ωt)加入到参考载波信号(cos(ωt))中的信号波形，即数据为“0”时的信号波形。
如图所示，单调摆动cos(ωt)＝cos{2π·(fwob)·t}，并且如果数据为“1”，那么STW调制信号为cos{2π·(fwob)·t}+a·sin{2π·(2.fwob)·t}。如果数据为“0”，那么STW调制信号为cos{2π·(fwob)·t}-a.sin{2π·(2.fwob)·t}。
如图2B中所示，在一个波形中，STW信号朝着光盘外圆周的方向急剧升高，随后朝着光盘外圆周的方向温和返回，在其它波形中，STW信号朝着光盘外圆周的方向温和升高，随后朝着光盘内圆周急剧返回，以便表示“1”和“0”。这两个波形与虚线表示的单调摆动MW共有共同的过零点。当从为MSK单调摆动MW所共有的基波中提取一个时钟时，时钟的相位不受影响。
当向参考载波信号中加入正的和负的偶次谐波信号时，通过与谐波信号同步地探测调制信号，并使同步探测结果与调制数据的代码长度相结合，根据产生的波形的特性解调调制数据。
二次谐波被加入到光盘1中的载波信号中。待加入的谐波并不局限于二次谐波。可以加入任何偶次谐波。虽然在光盘1中只加入二次谐波，不过可以同时加入多个偶次谐波，比如可以同时加入二次谐波和四次谐波。
下面说明包含MSK调制和STW调制的ADIP结构。作为ADIP信息的一个单元(ADIP单元)由56个摆动构成。
图3B表示8种ADIP单元。所述8种ADIP单元是单调单元，参考单元，sync0单元，sync1单元，sync2单元，sync3单元，数据1单元和数据0单元。
在这8种ADIP单元中，其头部中的摆动编号0、1和2表示一个MSK标记。
在单调单元中，MSK标记之后的摆动编号3-55都是单调摆动。
在参考单元中，摆动编号18-54是表示0值的STW调制摆动。
sync0单元、sync1单元、sync2单元和sync3单元是关于sync信息的ADIP单元。如图3B中所示，MSK标记被置于预定的摆动编号位置。
数据1单元表示值“1”，数据0单元表示值“0”。在数据1单元中，MSK标记被排列在摆动编号12-14，摆动编号18-54是具有值“1”的STW调制摆动。在数据0单元中，MSK标记被排列在摆动编号14-16，摆动编号18-54是具有值“0”的STW调制摆动。
从而，单条ADIP信息(地址信息)上83个ADIP单元构成。
如图4中所示，一个单元的ADIP信息由ADIP单元0-82构成。ADIP单元编号0-7是单调单元，sync0单元，单调单元，sync1单元，单调单元，sync2单元，单调单元和sync3单元。
在ADIP单元编号8和后续的ADIP单元编号中，重复包括一个参考单元和4位的数据单元的五个单元。每个数据单元(例如，data
、data[1]、data[2]、data[3]、......、data[59])或者是数据1单元或者是数据0单元。从而指示60位的ADIP信息。所述60位包括一个地址值，附加信息，和ECC(纠错码)奇偶校验。
2.盘驱动器装置的结构下面说明能够把数据记录到光盘1上以及从光盘1再现数据的盘驱动器装置。图5图解说明盘驱动器装置的结构。
光盘1被放置在一个转盘(未示出)上，并且在记录/再现操作期间，由主轴电动机52以恒定的线速度(CLV)可旋转地驱动。
光学拾取器(光头)51读取作为光盘1上的沟槽道中的摆动嵌入的ADIP信息。
只读管理信息，比如光盘物理信息被记录在光盘1上的凸点或摆动沟槽中。这种信息由光学拾取器51读取。
在数据记录期间，光学拾取器51把用户数据记录在相变标记中，在再现期间，光学拾取器51读取记录的标记。
光学拾取器51包含充当激光光源的激光二极管，探测反射光的光电探测器，充当激光束的输出端的物镜，和通过物镜把激光束导向光盘记录面，并导向反射的激光束射向光电探测器的光学系统(未示出)。激光二极管输出波长405纳米的蓝色激光。光学系统的NA(数值孔径)为0.85。
在光学拾取器1中，在跟踪方向和聚焦方向上，物镜由双轴机构可移动地支持。
在光盘1的径向方向上，整个光学拾取器51由滑动(sled)机构53可移动地支持。
光学拾取器51中的由激光驱动器(laser driver)63的驱动信号(驱动电流)驱动的激光二极管发出激光束。
反射自光盘1的激光束中的信息由光电探测器探测。光电探测器把激光信息转换成响应于接收光的量的电信号，并把所得到的电信号提供给矩阵电路54。
矩阵电路54包括与来自作为光电探测器的多个光敏元件的输出电流对应的电流-电压转换器电路，以及矩阵计算和放大电路。在矩阵计算过程中，矩阵电路54产生所需的信号。
例如，产生与再现数据等同的高频信号(再现的数据信号)，用于伺服控制的聚焦误差信号，和跟踪误差信号。
此外，还产生与沟槽的摆动相关的信号，即，作为探测摆动的信号的推挽信号。
从矩阵电路54输出的再现数据信号被提供给数据信号处理电路55。聚焦误差信号和跟踪误差信号被提供给光学部件伺服电路61。推挽信号被提供给摆动信号处理电路65。
数据信号处理电路55使再现的数据信号二值化，并通过锁相环(PLL)处理产生再现时钟，从而再现以相变标记的形式读取的数据。再现的数据随后被提供给数据解调电路56。
在再现期间，数据解调电路56按照再现时钟对游程长度受限码解码。经过解调处理的数据被提供给ECC(纠错码)编码器/解码器57。
ECC编码器/解码器57进行在记录期间附上纠错码的ECC编码处理，和在再现期间进行纠错的ECC解码处理。
在再现期间，ECC编码器/解码器57把数据解调电路56解调的数据捕捉到其内部存储器中，并对数据进行检错和纠错处理，以及解交织处理，从而获得再现数据。
响应来自系统控制器60的指令，读取ECC编码器/解码器57解码的再现数据，并将其传送给AV(视听)系统120。
作为与沟槽的摆动相关的信号，从矩阵电路54输出的推挽信号由摆动信号处理电路65数字化，从而产生摆动数据。另外，还产生通过PLL处理，使之与推挽信号同步的时钟信号(后面说明的摆动时钟WCK和主时钟MCK)。
ADIP解调电路66把摆动数据MSK解调和STW解调成构成ADIP地址的数据流，并把该数据流提供给地址解码器59。
地址解码器59对供给的数据解码，从而获得地址值。地址值被提供给系统控制器60。
ADIP解调电路66进行的MSK解调和STW解调将在后面说明。
在记录期间，记录数据传送自AV系统120。记录数据被传送给ECC编码器/解码器57中的存储器以便缓存(buffer)。
这种情况下，ECC编码器/解码器57对缓存的记录数据进行编码处理，从而附上纠错码，执行交织操作，并附上子码。
ECC编码数据由记录脉冲转换电路64调制成RLL(游程长度受限)(1-7)PP(极性保持/禁止rmtr(重复的最小跳变游程长度))方法。根据摆动信号产生的时钟信号被用作编码时钟，所述编码时钟充当记录期间的编码处理的参考时钟。
激光驱动器63对记录脉冲转换电路64在编码处理中产生的记录数据进行记录校正处理。更具体地说，激光驱动器考虑到记录层的特性，和激光束的光斑构形进行调整，响应记录线速度微调最佳记录功率，和对激光驱动脉冲波形进行调整。激光驱动器63随后把经过记录校正处理的激光驱动脉冲提供给包含在光学拾取器51中的激光二极管，以便发射激光。从而响应记录数据在光盘1上形成一个凹坑(相变标记)。
包括自动功率控制(APC)电路的激光驱动器63借助安排在光学拾取器51中的激光功率监视探测器的输出，监视激光输出功率，从而不管理温度变化，把激光输出功率控制为恒定值。系统控制器60提供记录和再现期间的激光输出的目标值。在记录和再现期间，激光驱动器63控制激光输出电平控制为目标值。
响应来自矩阵电路54的聚焦误差信号和跟踪误差信号，光学部件伺服电路61产生用于聚焦、跟踪和滑动的伺服驱动信号，从而实现伺服控制。
更具体地说，光学部件伺服电路61分别响应聚焦误差信号和跟踪误差信号，产生聚焦驱动信号和跟踪驱动信号，从而通过双轴驱动器68控制光学拾取器51中的双轴机构中的聚焦线圈和跟踪线圈。就这种结构来说，双轴机构的跟踪伺服回路和聚焦伺服回路由光学拾取器51、矩阵电路54、光学部件伺服电路61和双轴机构构成。
响应来自系统控制器60的轨道跳跃指令，光学部件伺服电路61关闭跟踪伺服回路，并输出跳跃驱动信号，从而执行轨道跳跃操作。
响应来自系统控制器60的存取执行控制，光学部件伺服电路61产生作为跟踪误差信号的低频分量获得的滑动误差信号，和滑动驱动信号，从而由滑动驱动器69驱动滑动机构53。包括保持光学拾取器1的主轴，滑动电动机和包含传动齿轮(所有这些元件未被示出)的滑动机构53响应滑动驱动信号，驱动滑动电动机。光学拾取器51从而滑到目标位置。
主轴伺服电路62控制主轴电动机52以CLV旋转。
主轴伺服电路62获得通过对摆动信号的PLL处理而产生的时钟，作为主轴电动机52的当前转速信息，比较当前转速信息与预先确定的CLV参考速度，从而产生主轴误差信号。
在数据再现期间，由数据信号处理电路5中的PLL产生的再现时钟(充当解码处理中的参考的时钟)变成主轴电动机52的当前转速信息。通过比较当前转速信息与预定的CLV参考速度信息，也能够产生主轴误差信号。
主轴伺服电路62输出响应主轴误差信号产生的主轴驱动信号，从而借助主轴驱动器67执行主轴电动机52的CLV旋转。
响应来自系统控制器60的主轴起动/制动(kick/brake)控制信号，主轴伺服电路62产生主轴驱动信号，从而起动、停止、加速、减速主轴电动机52。
上面提及的伺服系统及记录和再现系统的各种操作由系统控制器60控制，所述系统控制器60由微计算机构成。
响应来自AV系统120的命令，系统控制器60执行各种处理。
例如，当收到来自AV系统120的写命令时，系统控制器60把光学拾取器51移动到写目标地址。系统控制器60使ECC编码器/解码器57和记录脉冲转换电路64如上所述对从AV系统120传来的数据(例如，MPEG(运动图像专家组)2格式的音频数据和视频数据)进行编码处理。激光驱动器63按照上述编码数据驱动激光发射，从而完成记录。
当从AV系统120供给请求传送记录在光盘1上的数据(例如，MPEG2视频数据)的读命令时，执行以所指示地址为目标的寻道操作。更具体地说，向光学部件伺服电路61发出一个命令，使光学拾取器51访问寻道命令指出的目标地址。
进行操作控制，以便把指定会话内的数据传送给AV系统120。更具体地说，从光盘1读取数据，并使数据信号处理电路55、数据解调电路56和ECC编码器/解码器57执行解码/缓存操作。从而，所请求的数据被传送给AV系统120。
在关于相变标记的数据记录和再现期间，系统控制器利用摆动信号处理电路65、ADIP解调电路66和地址解码器59探测的ADIP地址，执行访问控制及记录和再现控制。
图5图解说明与AV系统120连接的盘驱动器装置。根据本发明的实施例的盘驱动器装置可与个人计算机等连接。
盘驱动器装置可不与另一设备连接。在这种情况下，操作面板和显示器可被布置在盘驱动器装置上，数据输入和输出接口的结构不同于图5的结构。响应用户操作执行记录和再现处理，并且布置用于输入和输出各种数据的终端。
其它安排也是可预期的。可以设想只录设备或者单放设备。
3.ADIP解调系统的结构图6只图解说明图5中所示的上述结构中，通过解调摆动信号获得ADIP信息的电路。如上所述，来自矩阵电路54的推挽信号P/P被提供给摆动信号处理电路65。
例如，如图8中所示构成摆动信号处理电路65。
图8中所示的摆动信号处理电路65的带通滤波器15限制作为摆动沟槽调制信号(摆动信号)，从上述矩阵电路54输入的推挽信号P/P的频带，随后把推挽信号提供给模-数(A/D)转换器16和比较器12。A/D转换器16把推挽信号转换成数字数据，并输出该数字数据。来自A/D转换器16的输出是将提供给ADIP解调电路66的摆动数据。
由运算放大器和比较放大器构成的比较器12使推挽信号P/P二值化。二值化的推挽信号P/P被提供给PLL电路13。
PLL电路13产生推挽信号P/P的时钟(摆动时钟WCK)，即具有摆动沟槽的调制信号的摆动频率的时钟。PLL电路13可以是数字电路。
从PLL电路13输出的摆动时钟WCK被提供给PLL电路14。PLL电路14使摆动时钟WCK加倍，从而产生主时钟MCK。主时钟MCK充当A/D转换器16的取样时钟。PLL电路14也可由模拟电路和数字电路之一构成。
从如图8所示的摆动信号处理电路65输出的摆动数据WD和时钟(摆动时钟WCK和主时钟MCK)被提供给如图6中所示的ADIP解调电路66中的MSK解调器10和STW解调器11。
图6中所示的ADIP解调电路66中的MSK解调器10利用摆动时钟WCK和主时钟MCK，解调摆动数据，即数字化的推挽信号P/P，并输出MSK解调信号Dout。
STW解调器11也解调摆动数据，即，数字化推挽信号P/P，并输出STW解调信号。
MSK解调信号和STW解调信号被提供给地址解码器59。地址解码器59译解ADIP信息，并把ADIP信息提供给系统控制器60。
地址解码器59把指示图3A和3B中所示的STW调制区间的STW区信号提供给STW解调器11。STW解调器11根据STW区信号解调STW调制数据。
另外，地址解码器59把指示图3A和3B中所示的MSK调制区间的MSK区信号ARm提供给MSK解调器10。图7图解说明MSK区信号ARm。如图7中所示，MSK区信号ARm升高，以致包括数据1单元和数据0单元中的MSK调制区间。即，MSK区信号ARm是指示MSK调制区间(可能包括MSK调制信号的区间)的窗口信号。
地址解码器59根据MSK解调信号使图3B中所示的(位-同步)单元同步。地址解码器59随后确认sync0单元与sync3单元的字-同步，从而建立所述同步。更具体地说，地址解码器59通过探测每个单元(摆动编号0、1和2)的MSK解调信号的起点使各个单元同步，随后通过探测sync0单元到sync3单元，使图4中所示的83个单元的ADIP信息同步。同步的建立使得可以发现STW调制区间和MSK调制区间，从而能够产生STW区信号和MSK区信号ARm。
在本实施例中，MSK解调器10具有一种特有的结构。MSK解调器10可具有图9中所示的结构，并将参考图10-18说明MSK解调器10。
如上所述，图8中所示的摆动信号处理电路65的A/D转换器获得的摆动数据被输入图9中所示的MSK解调器10的端子36c。
从摆动信号处理电路65输出的摆动时钟WCK和主时钟MSK分别被提供给端子36a和36b。MSK解调器10中的每个单元使用摆动时钟WCK和主时钟MCK作为参考时钟。
通过带通滤波器21、乘法器22、L-积分器23、2L-积分器24和电平探测器26进行的处理，MSK解调器10从摆动数据WD获得MSK解调信号Dout。
从摆动信号处理电路65提供给端子36c的摆动数据WD被提供给带通滤波器21和边缘探测器29。摆动数据WD的波形(a)示于图10中。
边缘探测器29使摆动数据WD二值化，并探测上升沿，并把边缘探测信号提供给摆动周期同步探测器30。
摆动周期同步探测器30探测摆动数据的同步。例如，通过确认借助边缘探测信号探测的上升沿之间的间隔与预定连续次数的摆动周期相等，摆动周期同步探测器30认为摆动数据WD是同步的。借助这种结构，摆动周期同步探测器30把摆动周期同步探测信号SyD输出给倍增基波发生器31。当摆动周期同步探测器30探测到同步时，摆动周期同步探测信号SyD变成高电平。
下面说明倍增基波发生器31的一个例证结构。倍增基波发生器31根据摆动周期同步探测信号SyD，产生与摆动数据WD同步的倍增基波BW。倍增基波发生器31随后把倍增基波BW输出给乘法器22。一般来说，倍增基波BW是具有摆动周期的正弦波或余弦波。图10的波形(c)表示倍增基波BW。
从端子36c输入的具有图10的波形(a)的摆动数据WD的频带由带通滤波器21限制。表示成图10的波形(b)的摆动数据WDf(频带受限的摆动数据)被提供给乘法器22。
乘法器22使具有图10的波形(b)的摆动数据WDf与具有图10的波形(c)的倍增基波BW相乘。乘法器22输出具有图10的波形(d)的乘法器输出ML作为乘法结果。
L-积分器23求摆动周期单元中的乘法器输出ML的积分，“L”意味着一个摆动周期。L-积分器23求每个摆动周期的乘法器输出ML的积分，从而计算积分值Li(图10的波形(e))。L-积分器23保持并输出一个摆动周期的积分值，作为L-积分值保持输出LiH，图10的波形(f)。
2L-积分器24求2L单元，即两个摆动周期单元中的L-积分值保持输出LiH的积分。更具体地说，2L-积分器24求一个摆动周期的L-积分值保持输出LiH和下一摆动周期的L-积分值保持输出LiH的积分，并保持和输出该结果。
在决定表示成图10中的周期(i)的2L-积分初相之后，2L-积分器24进行积分处理。之后，从确定的2L积分初相开始，每两个摆动周期获得一个表示成图10中的波形(g)的2L-积分值保持值2LiH。
电平探测器26探测2L积分值保持输出2LiH的电平(或确定其正负)。假定“0”被设置成阈值。如果2L积分值保持输出2LiH为正，那么解调位被设置成“0”，而如果输出2LiH为负，那么解调位被设为“1”。探测结果作为ADIP位的解调输出，即MSK解调信号Dout从端子36e被提供给后续的地址解码器59。
响应摆动数据WD的单调摆动部分，L-积分器23获得的一个摆动周期的积分值沿正方向移动。另一方面，响应MSK标记部分，L-积分器23获得的积分值沿负方向移动。从而，对于单调摆动，2L-积分器24获得的2L-积分值保持输出2LiH变成正数，而对于MSK标记，2L-积分值保持输出2LiH变成负数。因此，就由“0”和“1”表示的电平探测器26的探测结果来说，对于MSK标记出现为“1”的位阵列，从而它对应于其中从摆动数据WD探测到MSK标记的解调信号。
地址解码器59对ADIP位，即，MSK解调信号Dout解码，从而获得ADIP地址信息。
只有当2L-积分器24作用正确的2L积分初相时，才适当地进行这种解调处理。如果2L-积分器24不使用正确的2L积分初相，那么不能进行适当的解调处理。
为此，提供积分起始位置校正器25。积分起始位置校正器25确定2L-积分器24的2L积分相位是否正确。如果2L积分相位不正确，那么积分起始位置校正器25校正2L积分初相。
这里并不详细说明确定和校正2L积分相位的技术。例如，积分起始位置校正器25可根据在MSK解调处理时决定的积分初相的L-周期积分结果，监视解调位探测相位，依据在奇数相位探测到的位的出现，确定校正2L积分初相的必要性。当确定2L积分初相不适当时，积分起始位置校正器25校正相位。作为校正技术，积分起始位置校正器25可控制2L-积分器24设置积分初相或者移动积分相位。另一方面，积分起始位置校正器25可使摆动周期同步探测器30设置同步。
倍增基波发生器31包括延迟电路32、读数器33、选择电路34和表35，并产生倍增基波BW。
从端子36b输入的主时钟MCK被提供给延迟电路32和计数器33。延迟电路32延迟摆动周期同步探测信号SyD，从而具有以主时钟MCK为单位的预定延迟时间，并把延迟的信号提供给计数器33。
这种情况下，根据从后面说明的相位调节加/减计数器28输出的自动相位控制值Pc，设置延迟时间。
延迟电路32延迟摆动周期同步探测信号SyD，并把延迟的摆动周期同步探测信号SyD的上升沿用作复位或起动计数器33的时机。如后所述，通过调整延迟时间，延迟电路32把供解调的倍增基波BW调整成与摆动数据WDf同相。
延迟电路32包括(但不限于)一个选择器和一个包括触发电路的移位寄存器。延迟电路32也可由一个数字计数器，或者CR(电容器和寄存器)结构的模拟电路构成。另一方面，延迟电路32可由一个缓冲器和一个选择器构成。
从延迟电路32输出的摆动周期同步探测信号SyD作为复位/起动信号被提供给计数器33。
计数器33计数主时钟MCK。当从延迟电路32收到复位/起动信号时，计数器33重置计数。更具体地说，在延迟的摆动周期同步探测信号SyD的边缘，计数器33重置计数值，并开始计数主时钟MCK。如果计数值等于一个摆动基波周期，那么计数器33把计数值重置为“0”，并继续计数。
例如，如果在摆动基波的一个周期中，主时钟MCK具有23个时钟周期的频率，那么计数器33反复产生从“0”到“22”的计数值。
计数器33把计数值作为表地址输出给表35。
表35具有8个表TB0-TB7。表的数目，即8，只是一个例子。
表TB0-TB7都是保存倍增基波的波形数据的表(ROM)。根据计数器33计数的值，读取每个数据。
例如，23条数据TD0-TD22作为波形数据被保存在每个表TB0-TB7中。按照计数值“0”-“22”顺序读取所述数据，从而如图10中的波形(c)所示，产生频率和摆动基波相同的倍增基波BW。
保存在每个表TB0-TB7中的倍增基波BW的波形是相位稍微相互移动的正弦波(或者余弦波)。即，每个表TB0-TB7的数据TD0-TD22指示其相位被相互移动的一个摆动周期的波形。每个表TB0-TB7的数据中的相差将在后面说明。
选择电路34选择表TB0-TB7之一。选择电路34根据从加/减计数器28供给的自动相位控制值Pc，选择一个表。
从加/减计数器28输出的自动相位控制值Pc可以是一个8位值。5个最高有效位指示在延迟电路32中使用的23-步进延迟量，而3个最低有效位指示在选择电路34中使用的关于表TB0-TB7之一的选择值。
按照来自计数器33的计数值，从每个表TB0-TB7顺序输出充当倍增基波BW的波形数据。从选择电路34选择的表TBx供给的倍增基波BW被提供给乘法器22。
表35用于产生倍增基波BW。可以使用除表之外的其它结构，只要它能够输出波形数据。所述结构可由利用RAM的系统控制器60设置，或者由组合电路构成。另一方面，可以采用顺序输出数据组的移位寄存器或者包括振荡器的模拟电路。另外，待产生的信号可以是正弦波或余弦波。可以使用产生方波的电路。
另外，计数器33、表35和选择电路34只是用于产生具有后面所述的各种相位的倍增基波BW的例证结构。这样的结构并不局限于上面的例子，只要能够执行类似的操作。例如，系统控制器33可设置计数器33，以致计数值以步长“n”，而不是步长“1”被递增或递减，并且“n”个表可被合并成一个表。
根据本实施例的MSK解调器10具有自动调整摆动数据WDf和倍增基波BW的相位的功能。为此，MSK解调器10包括一个相位确定器27和相位调节加/减计数器28。
现在，在说明相位确定器27和加/减计数器28的操作之前，将说明相位调整的必要性和改变倍增基波BW的相位的技术。
在MSK解调器10进行的处理中，如图10中所示，在输入的摆动数据WD的摆动基波(单调摆动)中，来自L-积分器23的L-积分值Li沿正方向移动。另一方面，在MSK标记周期中，L-积分值Li沿负方向移动。由此，2L-积分值保持输出2LiH，即来自2L-积分器24的输出变成如图10中所示的波形(g)。电平探测器26确定输出的正或负，从而获得MSK解调信号Dout。
图10表示其中摆动数据WDf的相位与将供给乘法器22的倍增基波BW相位对准的状态。更具体地说，当相位被对准时，能够获得最佳的解调结果。另一方面，如果摆动数据WDf和倍增基站BW的相位移动，那么不能获得图10中所示的清晰波形。在电平探测器26的正或负确定中往往会发生错误。即，摆动数据WD(WDf)和倍增基波BW之间的相移降低解调精度。
因此，MSK解调器10被配置成通过选择延迟电路32中的延迟量，和通过由选择电路34对表进行选择，调整倍增基波BW的相位。
例如，加/减计数器28利用后面说明的操作产生一个8位的自动相位控制值Pc，并利用5个最高有效位调整延迟电路32中的延迟量，从而能够以主时钟MCK为单位可改变地设置倍增基波BW的相位。
例如，如上所述，主时钟MCK具有在一个摆动基波周期内包括23个时钟周期的频率。这种情况下，通过改变延迟电路中的延迟量，能够以1/23周期为单位，调整倍增基波BW的相位。更具体地说，由于在从延迟电路32输出的摆动周期同步探测信号SyD的边缘复位和起动计数器33，因此通过改变延迟量，在一个摆动周期内能够分23步改变复位和起动计数器33的时机。复位和起动计数器33的时机对应于表TBx数据TD0-TD2中的起始数据TD0的输出时机。因此，通过分23步改变延迟量，在一个摆动周期内能够分23步改变从表TBx输出的倍增基波的相位。
例如，图11图解说明其中借助延迟时间调整，能够以1/23周期为单位，调整从表TBx输出的倍增基波的相位的状态。
除了由延迟电路32进行相位调整之外，通过选择表TB0-TB7，选择电路34能够更精确地调整相位。
如果响应主时钟MCK，输入的摆动数据WD的相位过零，那么延迟电路32单独进行的相位调整提供足够的效果。但是，电路的功能方面的延迟能够移动内部工作时钟取样的时机。如果工作频率被降低，那么取样间隔被加宽，相差增大。特别地，在高数据速率下，取样频率变得相当低。摆动信号波形的相位和倍增基波BW的相位变得大大不同。为此，需要进行比主时钟单元更细微的相位调整。
为比主时钟单元更细微的相位调整提供表TB0-TB7。例如，利用8个表TB0-TB7，产生相位被移动1/8时钟周期的倍增基波。
图12图解说明保存在每个表TB0-TB7中的波形数据的例子。如图所示，保存在每个表TB0-TB7中的数据的相位被移动1/8 MCK周期。图13图解说明由图12中的虚线环绕的放大部分。从图13可清楚看出，每个表TB0-TB7的数据TD被设置成以致在基于主时钟MCK的取样间隔内，相位被移动。
更具体地说，利用加/减计数器28产生的8位相位调整值的3个最低有效位，控制选择电路34选择表35之一，从而更细微的相位调整成为可能。即，在不增大取样频率(主时钟的频率)的情况下，8个表TB0-TB7实现和通过使取样频率增加8倍而获得的相位调整相同精度的相位调整。
按照这种方式，借助延迟电路32中延迟时间的调整，和借助选择电路34中表TB0-TB7之一的选择，能够对倍增基波BW进行细微的相位调整。相位探测器27和加/减计数器28自动控制这样的相位调整操作。
图14图解说明相位确定器27的结构。相位确定器27包括一个L-积分均衡确定器41，一个L-积分均衡加/减计数器42，一个计数器值保持器43，一个相位调整值决定器44，和一个探测位计数器45。
L-积分器23把L-积分值保持输出提供给L-积分均衡确定器41。
另外，在图7中提及的MSK区信号ARm通过端子36d，从地址解码器59被提供给L-积分均衡确定器41和探测位计数器45。
从电平探测器26输出的MSK解调信号Dout也被提供给探测位计数器45。
在MSK区信号ARm指示的MSK调制区间中，每次向探测位计数器45供给值为“1”的MSK解调信号Dout时，探测位计数器45递增。例如，探测位计数器45计数从“0”到“n”(例如，n＝8)的值。如果所述值等于“n”，那么探测位计数器45向计数器值保持器43输出保持信号。在下次递增时，探测位计数器45向L-积分均衡加/减计数器42输出复位信号，同时重置其中计数的值。
即，探测位计数器45重复MSK调制信号的值“1”的计数，直到计数值变成“n”为止，并且每n次计数保持计数器值保持器43的输出。
L-积分均衡确定器41利用在由MSK区信号ARm指示的MSK调制区间中，作为L-积分器23中的积分结果获得的两个连续L周期的L-积分值保持输出LiH的电平均衡，确定摆动数据WDf和倍增基波BW的交叉相位状态。
图15A-15C表示在与摆动数据WDf和倍增基波BW的交叉相位状态对应的两个连续L周期内的L积分值保持输出LiH的电平均衡。
图15B表示其中摆动数据WDf和倍增基波BW同相的最佳相位状态。这种情况下，在图解说明的周期L1a和L1b中，零电平之下的L-积分值保持输出LiH的值变得相等。
另一方面，图15A表示倍增基波BW的相位超前。这种情况下，在图解说明的周期L1a和L1b中，在先周期L1a中的L-积分值保持输出LiH大于在后周期L1b中的L-积分值保持输出LiH。
此外，图15C表示倍增基波BW的相位延迟。这种情况下，在图解说明的周期L1a和L1b中，在先周期L1a中的L-积分值保持输出LiH小于在后周期L1b中的L-积分值保持输出LiH。
通过利用这种关系，L-积分均衡确定器41能够确定相移。
L-积分均衡确定器41比较由MSK区信号ARm指示的MSK调制区间中的周期L1a和L1b中，L-积分值保持输出LiH的值。在图15A中所示的情况下，L-积分均衡确定器41输出“+1”，作为指示延迟倍增基波BW的相位的方向的值。另外，在图15B中所示的情况下，L-积分均衡确定器41输出“0”。在图15C中所示的情况下，L-积分均衡确定器41输出“-1”，作为指示提前倍增基波BW的相位的方向的值。
L-积分均衡加/减计数器42计数按照这种方式从L-积分均衡确定器41输出的值“+1”、“0”和“-1”。
在保持时机，计数器值保持器43保持L-积分均衡加/减计数器42的计数值。
如上所述，L-积分均衡加/减计数器42和计数器值保持器43分别被供给来自探测位计数器45的复位信号和保持信号，从而，预定次数(n个MSK调制区间)的电平均衡确定结果的计数值被保持并从计数器值保持器43输出。
例如，假定n＝8，探测位计数器45从“0”到“8”计数所述值。从计数器值保持器43输出的保持值可以是值“-9”和“+9”之间的一个值。
相位调整值决定器44根据来自计数器值保持器43的保持输出值，产生相位调整值Pd。
可以考虑各种计算相位调整值Pd的方法。这里给出三个例子。首先，保持输出值被用作相位调整值Pd。其次，如果保持输出值为正，那么相位调整值Pd被设置成等于“+1”，而如果保持输出值等于0或为负，那么相位调整值Pd分别被设置成等于“0”和“-1”。第三，保持输出值被乘以系数k，结果被用作相位调整值Pd。例如，系数k被设置成等于1/4(乘积的小数部分可被四舍五入或者被丢弃)。
例如，相位确定器27按照这种方式产生相位调整值Pd。相位调整值Pd被提供给图9中所示的加/减计数器28。
加/减计数器28计数从相位确定器27供给的相位调整值Pd。更具体地说，如果相位调整值Pd为正，那么加/减计数器28递增，而如果相位调整值Pd为负，那么加/减计数器28递减。如果相位调整值Pd＝0，那么加/减计数器28保持计数值。
加/减计数器28中的计数值作为自动相位控制值Pc被提供给延迟电路32和选择电路34。
例如，系统控制器6向端子36f提供MSK相位初始值装入信号Si，从而设置加/减计数器28的初始值，即相位调整值的初始值。
图16和17图解说明上述相位调整的波形。
图16的波形(a)对应于将被提供给乘法器22的摆动数据WDf和倍增基波BW。图16的波形(b)对应于来自于乘法器22的通过使摆动数据和倍增基波相乘而获得的乘法器输出ML。
通过用L-积分器23求乘法器输出ML的积分，获得图16的L-积分值保持输出LiH(c)，并将其提供给相位确定器27。
MSK区信号Arm，即，图16的波形(d)也被提供给相位确定器27。
在图16中所示的情况下，在每个周期<A>、<B>和<C>中，L-积分值保持输出LiH低于零电平。MSK区信号ARm指示周期<B>和<C>对应于MSK调制区间。从而，在周期<B>和<C>中，相位确定器27的L-积分均衡确定器41确定其间输出LiH低于零电平的两个L周期的L-积分值保持输出LiH的电平均衡。在周期<A>中，由于某种原因，L-积分值保持输出LiH低于零电平。但是，由于周期<A>不是MSK调制区间，因此L-积分均衡确定器41并不确定电平均衡。
根据作为L-积分均衡确定器41的电平均衡确定的结果而输出的值(+1、0和-1)，如图16中的波形(f)所示，L-积分均衡加/减计数器42递增计数和递减计数。
在该图中，在周期<B>中，表示成图16中的波形(e)的探测位计数值被复位。此时，表示成图16中的波形(f)的L-积分均衡加/减计数器42的计数值也被复位。图17中的波形(a)-(f)分别对应于在压缩时间轴上显示的，并且持续更长周期显示的图16中的波形(a)-(f)。
从图17的波形(d)、(e)和(f)可清楚看出，在MSK区信号ARm指示的MSK调制区间中确定电平均衡，L-积分均衡加/减计数器42计数该值。图17表示了递增计数该值的情况。
另外，如图17的波形(e)所示，探测位计数器45计数MSK解调信号Dout。如果计数值变成等于“n”，那么计数器值保持器43保持计数值。当下次递增计数时，探测位计数器45和L-积分均衡加/减计数器42的计数值被复位。
借助这种操作，计数器值保持器43的保持输出值变成如图17中的波形(g)所示。相位调整值决定器44利用保持输出值产生相位调整值Pd，如图17中的波形(h)所示。图17表示通过把保持输出值乘以一个系数，产生相位调整值Pd的例子。
加/减计数器28计数相位调整值Pd。加/减计数器28的计数值被表示成图17中的波形(i)。该值作为自动相位控制值Pc被提供给延迟电路32和选择电路34。
如上所述，延迟电路32根据从加/减计数器28供给的计数值(自动相位控制值Pc)的最高有效位设置延迟时间。另外，选择电路34根据从加/减计数器28供给的计数值(自动相位控制值Pc)的最低有效位，选择表TB0-TB7之一。如上所述，通过调整延迟电路32中的延迟时间，能够以主时钟MCK的时钟周期为单位调整倍增基波BW的相位。通过在选择电路32中选择表TB0-TB7之一，能够以主时钟MCK的1/8时钟周期为单位，调整基波BW的相位。
在监视MSK调制区间中的两个L-积分值(L-积分值保持输出LiH)的电平均衡的时候，MSK解调器18进行自动相位调整，从而把倍增基波BW的相位移向最佳状态。
如上所述，L-积分值保持输出LiH的电平均衡对应于交叉相位状态。从而，通过计数预定次数(n次)的电平均衡确定结果，能够确定相移的方向和移动量。加/减计数器28计数确定结果，即，相位调整值Pd，并使用计数值作为自动相位控制值Pc，从而能够设置延迟时间，并且能够根据倍增基波BW的相移方向和偏移量，选择表格。这允许优化将被输入乘法器22的摆动数据WDf和倍增基波BW的交叉相位状态。从而，能够对于摆动数据WDf的相位，最佳地保持倍增基波BW的相位。
自动优化倍增基波BW和摆动数据WDf的交叉相位状态能够提高MSK解调性能。
更具体地说，即使由于干扰的缘故，例如光盘1上的相邻轨道之间的串扰，记录之后反射率的降低，光盘变形以及介质的不同特性，出现了相移，相移也能够被校正，能够可靠地进行MSK解调，从而减少ADIP地址错误。
地址错误的减少使得能够在由于制造商不同，介质特性变化极大的读写介质上进行可靠的读写操作。
由于拾取器的特性方面的变化，MSK解调性能的提高能够增大生产收得率。
在本实施例中，不仅借助延迟电路32中的延迟时间，而且借助表35的选择，完成相位调整。因此，能够在不增大取样频率(主时钟MCK的频率)的情况下自动进行高度准确的相位调整。
本实施例中，自动调整的精度(分辨率)取决于主时钟MCK的频率和表35的数目。因此，考虑到所需的调整精度，适当地设计这些要素。
此外，在本实施例中，与在未经审查的日本专利申请公开No.2006-12348中公开的技术相比，MSK解调器10的结构被大大简化。
更具体地说，在未经审查的日本专利申请公开No.2006-12348中描述的技术使用三个MSK解调系统进行自动相位调整。本实施例消除了这种需要。这实现了电路结构的简化和小型化，并且降低了成本。
利用根据本实施例的简单电路结构的相位调整方法实现不次于已知方法的相位调整，下面参考图18说明该方法。
图18的波形(a)表示L1-积分结果，而图18的(b)和(c)分别表示L1-假探测标志和自动相位控制值Pc。图18的波形(a)和(b)对应于未经过相位调整的波形，经过根据本实施例的相位调整的波形，和经过如未经审查的日本专利申请公开No.2005-222608中描述的利用来自STW解调器的相位信息的相位调整的波形。图18的波形(c)表示根据本实施例的自动相位控制值Pc，和按照允许利用来自STW解调器的相位信息进行相位调整的方法的自动相位控制值Pc。
图18表示与相位调整功能被关闭的情形相比，如果相位调整功能被开启，那么在根据本实施例的方法和利用来自STW解调器的相位信息的方法中，摆动数据和倍增基波BW都基本上变得同相。这改善了图18的波形(a)所示的L1-积分结果的凹陷，使得更平坦，并且大大减少了由图18的波形(b)表示的L1-假探测的出现。
另外，如图18中的波形(c)所示，和利用来自STW解调器的相位信息的相位调整方法的情况一样，根据本实施例的方法允许周期曲线中的相位跟踪。
即，根据本实施例的方法提供的优越性不次于利用来自STW解调器的相位信息的相位调整方法所提供的优越性，从而获得足够的相位调整性能。
此外，本实施例允许光盘1上不包括STW调制信号的区域中的可靠相位调整。
即，本实施例克服了未经审查的日本专利申请公开No.2005-222608和2006-12348的缺点(即，电路结构复杂和在不包括STW调制信号的区间中不能进行相位调整)，并且实现了可靠的相位调整。
另外，在本实施例中，相位确定器27根据MSK区信号ARm只对MSK调制区间确定电平均衡，这使相位确定更准确。更具体地说，在除MSK调制区间之外的其它区间，即单调区间中，由于某种原因，L-积分值保持输出LiH可能小于0。在这种情况下，相位确定器27不把L-积分值保持输出LiH用于相位确定。因此，相位确定精度不被降低。
4.改进虽然上面说明了本发明的实施例，不过可以考虑各种改进。
例如，根据本实施例的MSK解调器10能够利用表35进行细微的相位调整。但是，MSK解调器10可被配置成不包括表。
在图19中，与图9中所示部件类似的部件用相同的附图标记表示，并且省略关于其的详细说明。图19中所示的MSK解调器10只具有一个用于生成倍增基波BW的表TB0。
这种情况下，仅仅通过调整延迟电路12中的延迟时间，实现倍增基波BW的相位调整。从而，从相位调整加/减计数器28只向延迟电路供给相位调整值。
上面说明了通过选择图9中所示结构中的表35之一，能够实现比以主时钟MCK的时钟周期为单位的相位调整更精细的相位调整。但是，如果能够充分增大主时钟MCK的频率，那么延迟电路32能够单独实现精细的相位调整。
即，当延迟电路32中的工作频率可被增大时，就其性能而论，图19中所示的结构能够实现可靠的相位调整。
另外，在上面说明的实施例中，作为一种调整摆动数据WDf和倍增基波BW的交叉相位状态的技术，给出了调整倍增基波BW的相位的例子。但是，也可考虑在固定倍增基波BW的相位的时候，调整待输入乘法器22的摆动数据WDf的相位的技术。例如，在带通滤波器21和乘法器22之间设置一个延迟电路。可根据从加/减计数器28供给的自动相位控制值Pc，设置该延迟电路的延迟量。
此外，也可考虑调整摆动数据WDf和倍增基波BW两者的相位的电路结构。
在上面描述的实施例中，给出了处理相变光盘上的摆动沟槽的信息的解调器的一个例子。本发明的实施例适合于按照颜料层变化记录方法、磁光记录方法和其它记录方法工作的光盘的摆动沟槽解调。
另外，实施例中描述的解调方法适用于各种设备。更具体地说，实施例可被应用于如上所述的光盘的摆动地址解调，以及应用于利用MSK解调的信号传输解调设备等。
本领域的技术人员应明白，根据设计要求和其它因素，能够出现各种修改、组合、子组合和改变，只要它们在附加权利要求或其等同物的范围之内。
权利要求
1.解调包括预定调制信号的输入信号的解调器，包括倍增基波发生器，用于输出预定调制信号的倍增基波；计算器，用于使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分；解调信号发生器，用于利用来自计算器的输出，产生调制信号的解调信号；相位确定器，用于根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态；以及相位调整器，用于根据相位确定器的确定结果，调整将被提供给计算器的倍增基波的相位。
2.按照权利要求1所述的解调器，其中相位调整器根据相位确定器的确定结果，调整倍增基波的相位，以致将由计算器相乘的输入信号和倍增基波的交叉相位状态变成最佳。
3.按照权利要求2所述的解调器，其中对于包含调制信号的每个区间，相位确定器根据从电平均衡确定的相移的方向，递增和递减加/减计数器的计数值，并利用在进行预定次数的计数之后获得的加/减计数器的计数值，产生相位调整值作为交叉相位状态的确定结果。
4.按照权利要求3所述的解调器，其中相位确定器被供给指示包含调制信号的区间的调制区间信号，相位确定器根据仅仅关于调制区间信号指示的区间的多个积分值的电平的均衡，确定相移的方向。
5.按照权利要求1所述的解调器，其中预定的调制信号是按照最小频移键控调制方法调制的信号。
6.一种盘驱动器装置，包括读取器，用于读取包括作为摆动沟槽记录在盘记录介质上的预定调制信号的摆动信号；倍增基波发生器，用于输出预定调制信号的倍增基波；计算器，用于使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分；解调信号发生器，用于利用来自计算器的输出，产生调制信号的解调信号；相位确定器，用于根据对于包含摆动信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态；相位调整器，用于根据相位确定器的确定结果，调整将被提供给计算器的倍增基波的相位；和解码器，用于对解调信号发生器提供的解调信号解码，并获得记录成摆动沟槽的信息。
7.按照权利要求6所述的盘驱动器装置，其中相位调整器调整倍增基波的相位，以致将由计算器相乘的输入信号和倍增基波的交叉相位状态变成最佳。
8.按照权利要求6所述的盘驱动器装置，其中解码器获得盘记录介质上的地址信息，作为记录成摆动沟槽的信息。
9.解调包括预定调制信号的输入信号的解调器的解调方法，所述方法包括下述步骤使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分；利用相乘和积分步骤的输出，产生调制信号的解调信号；根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态；和根据相位确定步骤的确定结果，调整将被相乘的倍增基波的相位。
10.解调包括预定调制信号的输入信号的解调器的解调方法，所述方法包括下述步骤使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分；利用相乘和积分步骤的输出，产生调制信号的解调信号；根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态；和根据相位确定步骤的确定结果，调整倍增基波的相位，以致将在相乘和积分步骤中相乘的输入信号与倍增基波的交叉相位状态变成最佳。
全文摘要
解调包括预定调制信号的输入信号的解调器包括一个倍增基波发生器，用于输出预定调制信号的倍增基波，一个计算器，用于使倍增基波与输入信号相乘，并求相乘结果的积分，一个解调信号发生器，用于利用来自计算器的输出，产生调制信号的解调信号，一个相位确定器，用于根据对于包含输入信号中的调制信号的区间、作为积分结果获得的多个积分值的电平的均衡，确定输入信号与倍增基波的交叉相位状态，和一个相位调整器，用于根据相位确定器的确定结果，调整将被提供给计算器的倍增基波的相位。
文档编号G11B7/004GK101071603SQ20071010117
公开日2007年11月14日 申请日期2007年5月9日 优先权日2006年5月9日
发明者福山麻里子, 野本忠明 申请人:索尼株式会社