专利名称：一种回旋行波管放大器耦合输出结构的制作方法
技术领域：
本发明属于微波技术领域，它特别涉及高功率微波器件。
技术背景我国在远程雷达的发展方面与国外差距很大，主要是没有合适的高 功率微波源，而目前国内研制的高功率微波源，其功率远不能满足超远 程雷达系统的需求，但是回旋行波管放大器是最有可能满足这种要求的 高功率微波源之一。回旋行波管放大器的耦合输出结构从根本上讲，就是一个圆波导渐 变结构，它的主要作用就是将半径较小的圆波导匹配到半径较大的圆波 导上。能够完成这个功能的渐变结构的渐变方法有很多种，直线渐变、 指数渐变和切比雪夫渐变等，多种方式。不同的渐变方式，在不同的应 用中具有不同的性能。在回旋行波管放大器的应用中，通常采用单段渐 变结构。在附图中，图1A、图1B、图1C和图1D示出了一种根据现有技术 的解决方案设计的回旋行波管放大器耦合输出结构，它采用单段修正道 尔夫——切比雪夫渐变圆波导参考文献[1] H. Flugel, E. Kuhn, "Computer-Aided Analysis and Design of Circular Waveguide Tapers". IEEE trans.， Microwave Theory and Techniques, vol. 36, no. 2， Feb. 1988， pp 332-336.。为了便于和本发明的实施方案比较，图1A、图1B、图 1C和图ID所例出现有技术解决方案与本发明的实施例具有相同的输入 端口半径和输出端半径，分别为5.82mm和20mm。图1A是单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导的半径随轴向位 置的变化图。图1D、图2D和图3D中的曲线所代表的意义分别是曲 线Sll表示耦合输出结构的输入端口 1反射系数；曲线S12表示耦合输
入波导的工作主模TEll由输入端口 1到输出端口 2的传输曲线；曲线S121表示工作主模TE11从输入端口耦合到输出端口的第一杂模TM11 的传输曲线；曲线S122表示工作主模TE11从输入端口 1耦合到输出端 口 2的第二杂模TE31的传输曲线。图1C、图1D、图2C、图2D、图 3C和图3D采用有限元数值计算方法计算得到。从图1A可以看到在当前参数条件下，该耦合输出结构长度为 195.798mm;图1B是图1A所对应的耦合输出结构的剖面图；图1C是 图1B结构对应的驻波比图，其中在16GHz处的驻波比约为1.4，在大 于17.5GHz的频率范围内驻波比约为1.1以下；图1D是图1B结构对应 的杂模抑制情况，从图中可以看到，杂模抑制曲线S121和S122在高频 段17.5GHz以上处于-15dB至lj-20dB之间。这些都说明根据现有技术的 解决方案和基于当前结构参数而设计的耦合输出结构在结构尺寸、驻波 比和杂模抑制能力等方面都还不够理想。发明内容本发明的目的是解决现有技术的单段修正道尔夫——切比雪夫渐 变圆波导结构的尺寸过大、输入端口反射系数不够低、杂模抑制能力不 够强等问题，为此，本发明提供一种回旋行波管放大器耦合输出结构。为了实现所述目的，本发明提供的多段级联式回旋行波管放大器耦 合输出结构的技术方案如下具有一输入端口；具有一输出端口输出端口半径大于输入端口半 径；在输入端口与输出端口之间级联有第一级渐变圆波导和第N级渐变 圆波导。根据本发明的实施例，所述第一级渐变圆波导和第N级渐变圆波导 采用修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导。根据本发明的实施例，采用二段波导级联，即第一级渐变圆波导与 第二级渐变圆波导级联；第一级渐变圆波导的一端为输入端口，第二级 渐变圆波导的一端为输出端口。根据本发明的实施例，所述第一级渐变圆波导和第二级渐变圆波导
采用修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导。根据本发明的实施例，采用三段波导级联，即在第一级渐变圆波导 与第三级渐变圆波导之间级联有第二级过渡圆波导；第一级渐变圆波导 的一端为输入端口，第三级渐变圆波导的一端为输出端口。根据本发明的实施例，所述第一级渐变圆波导和第三级渐变圆波导 采用修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导，第二级过渡圆波导是一段圆 柱波导。根据本发明的实施例，所述第一级渐变圆波导的整体半径变化小于 第N级渐变圆波导的整体半径变化；第一级渐变圆波导的第一参考杂模 抑制度小于第N级渐变圆波导的第一参考杂模抑制度。本发明的积极效果本发明的多段级联式回旋行波管放大器耦合输 出结构解决了现有技术解决方案的单段修正道尔夫——切比雪夫渐变 圆波导结构[l]的尺寸过大、输入端口反射系数不够低、杂模抑制能力不 够强等问题。在本发明实施例所述耦合输出结构工作频带靠近其输入端口的截止频率15.1GHz，其特点是工作频带内驻波比较低，杂模抑制能力高，结构紧凑，内壁光滑。将该耦合输出结构与现有技术在相同结构 参数的下设计的单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导结构相比，它 具有更好的传输性能，它具有更加紧凑的结构、更低的驻波比和更好的 杂模抑制能力，而且较好地满足回旋行波管放大器的整管组装要求。本发明应用于回旋行波管放大器这种高功率微波源，在雷达目标成 像、雷达反低空飞行目标、导弹防御和电子对抗等国防领域，以及深空 探测、遥感、气象和导航等民用领域都有很好的应用前景。
图1A是现有技术的回旋行波管放大器耦合输出结构的半径随轴向 位置的变化；图1B是图1A结构所对应结构的剖面图；图1C是图1A结构所对应的驻波比；图1D是图1A结构所对应的杂模抑制情况；图2A是本发明实施例1的半径随轴向位置的变化；图2B是图2A实施方案所对应结构的剖面图；图2C是图2A实施方案所对应的驻波比；图2D是图2A实施方案所对应的杂模抑制情况；图3A是根据本发明的实施例2的半径随轴向位置的变化;图3B是图3A实施方案所对应结构的剖面图；图3C是图3A实施方案所对应的驻波比；图3D是图3A实施方案所对应的杂模抑制情况；具体实施方案为了帮助更好地理解本发明，下面将参考附图举例描述本发明的具 体实施方案，以下将结合附图具体阐述多段级联式回旋行波管放大器耦 合输出结构。回旋行波管放大器在毫米波段具有的高功率和宽带宽能力，使其成 为高功率微波源中倍受关注的一种相干辐射源，在雷达和通信系统中已 经得到广泛的应用。回旋行波管放大器的主互作用段采用的波导半径不 符合电子注热负荷需求或收集极电压限制，因此，需要用一段渐变波导 来连接互作用段和输出窗，也即耦合输出结构。回旋行波管放大器的耦 合输出结构能够将工作于靠近截止频率的主互作用波导中的高能微波 耦合到外部的微波功率传输系统。与此同时，耦合输出结构必须要有低 的驻波比和高的杂模抑制能力。回旋行波管放大器的工作特性对其耦合输出结构的设计提出以下 两点限制其一，结构上，高功率回旋行波管放大器的工作频率通常靠近其主互作用波导的截止频率，主互作用波导半径相对较小；为了传输 较高的功率，要求外部传输波导具有相对较大的半径。因此，耦合输出 结构的输出端圆波导半径通常比输入半径大2 3倍以上。耦合输出结 构的长度应该尽可能短，以减小对回旋管整管体积和工作磁场的要求。 耦合输出结构的内壁要光滑，以防止打火。要保证耦合输出结构的输出 和输入口的波导半径的变化梯度应该尽可能低，以免输出波导和外部系统连接时传输性能改变。其二，传输性能上，耦合输出结构必须要有较低的驻波比，以避免反射波影响主互作用回路正常工作；还要求高能微波在耦合输出结构中传输的模式稳定度高，输出圆波导必须要有较好的杂模抑制能力。这两 点限制对回旋行波管放大器耦合输出结构的设计提出很大的挑战。修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导在波导渐变中己经被广泛地 采用，与其他的渐变方式(如线性渐变、指数渐变等)相比，具有输入输 出端口波导半径变化梯度为零，内壁光滑等优点，杂模抑制能力强等优 点[l]。但是，通常情况下的修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导工作频 带范围都远离端口的截止频率。而在回旋行波管放大器的应用中，需要 耦合输出结构的工作频带靠近其输入端口的截止频率。在这种情况下， 若采用单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导作为回旋行波管放大 器耦合输出结构就会出现尺寸结构不够紧凑、反射不够低、杂模抑制能 力不够强等问题。因此采用单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导的 耦合输出结构也就不能很好满足实际的需求，而本发明提出的多段级联 式回旋行波放大器耦合输出结构能够得到更紧凑的尺寸结构、更小的反 射系数和更好的杂模抑制能力。图1A、图1B、图1C和图1D示出了一种现有技术方案，它采用单 段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导。为了更加准确地说明本发明设 计方案的性能的优越性，特别设计和计算了与本发明具有相同结构参数 的单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导作为参考。将这个参考设计 方案的半径变化图1A、结构图1B、驻波比图1C和杂模抑制情况图1D 与本发明的两个实施例进行对比，更容易分辨出其中的不同点和本发明 性能的优越性。相关理论[l]表明修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导的三个设计参数，可以有由以下方程描述『腿(,=—201og,'102^ki^),^(0扁) K q srnh((9) <formula>formula see original document page 8</formula>其中，"、z分别是渐变波导半径和长度；(^是设计过程中的第一参考 杂模抑制度。/。是第一类零阶修正贝塞尔函数。A、 A分别是输入波导 和输出波导的半径。^是工作频带中心频率的自由空间波数。x 、、分 别是工作主模和第一参考杂模所对应的贝塞儿函数导数的根。需要说明 的是，第一参考杂模抑制度『^只是一个参考值，用于确定积分边界0。 以下将详细地叙述设计参数、设计过程和取得的性能。在现有技术与本发明的两个具体实施方式
中，举例中采用输入端口 l的半径取5.82mm，输出端口 2的半径取20mm，输出端口的半径是输 入端口半径的3.44倍。根据计算可以得到，选择输出端口半径与输入端 口半径之比为1，或者大到5倍，即半径之比为1倍到5倍之间都能够 得到很好的性能。为了说明本发明的多段级联式回旋行波管放大器耦合输出结构与 现有的单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导的结构和性能上的优 越性，在以下的叙述中将采用对比的方法，将本发明的实施例1，如图 2A、图2B、图2C和图2D所示，实施例2，如图3A、图3B、图3C和 图3D所示，与现有技术如图1A、图1B、图1C和图1D所示，进行对 比阐述。请参阅图1A、图1B、图1C和图1D，示出了采用现有技术单段修 正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导结构设计的回旋行波管放大器耦合 输出结构的详细情况。设计参数输入端口 l半径5.82mm，输出端口 2
半径20mm，第一参考杂模抑制度『^为-60dB，整体长度为195.798mm。 图1A示出了有解决方案(单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导结构) 的半径随轴向位置的变化。图1B示出了图1A对应结构的剖面图。图 1C示出了图1B结构对应的驻波比，其中在16GHz处的驻波比约为1.4， 在大于17.5GHz的频率范围内约为1.1以下。图1D是图1B结构对应的 杂模抑制情况，从图中可以看到，曲线S121和S122在高频段(17.5GHz 以上)处于-15dB到-20dB之间；曲线Sll表示耦合输出结构的输入端口 1反射系数，曲线S12表示耦合输入波导的工作主模TE11由输入端口 1 到输出端口2的传输曲线。图1A、图1C和图1D说明基于已有解决方 案的单段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导结构具有结构尺寸大、输 入端口 l反射系数不够低、杂模抑制能力不够强等问题。实施例l:请参阅图2A、图2B、图2C和图2D，采用两段修正道 尔夫——切比雪夫渐变圆波导级联而成设计的回旋行波管放大器耦合 输出结构的详细情况。请参阅图2A，示出了实施例1的半径随轴向距 离的变化。在图2B中，耦合输出结构采用二段波导级联，即第一级渐 变圆波导3与第二级渐变圆波导4级联；第一级渐变圆波导3的一端为 输入端口 1，第二级渐变圆波导4的一端为输出端口 2。第一级渐变圆 波波导3和第二级渐变圆波导4都是修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波 导。该实施例的设计参数为输入端口 1半径5.82mm，输出端口 2半 径20mm，整体长度为174.487mm。其中，第一级渐变圆波导3输入半 径5.82mm，输出半径7.5mm，长度54.27mm，设计时『_为-75dB;第 二级渐变波导4的输入半径7.5mm，输出半径20mm，长度130.317mm， 设计时lx为-35dB。根据上述设计参数，第一级渐变圆波导3的整体半径变化小于第二 级渐变圆波导4的整体半径变化，即第一级渐变圆波导3的整体半径变 化较小，只有1.68mm，第二级渐变圆波导4的整体半径变化较大，为 12.5mm。经过计算，第一级渐变圆波导3的整体半径变化取值0.8mm， 或则到2mm，第二级渐变圆波导4的整体半径变化取值13.38mm，或者 小到12.18mm，这样的取值范围内设计，都可以得到很好的传输性能。
第一级渐变圆波导3的第一参考杂模抑制度比第二级渐变圆波导4的第一参考杂模抑制度小30dB。经过计算，第一级渐变圆波导3的第一参考 杂模抑制度比第二级渐变圆波导4的第一参考杂模抑制度小20dB，或者 小40dB，这样的取值范围内设计，都可以得到很好的传输性能。与已有解决方案在相同的结构参数即输入端口 1和输出端口 2的半 径下的结构相比较，即与图1B相比较，可以发现本实施例的整体长度 更短，结构更加紧凑。请参阅图2C，示出了该方案的驻波比。具体情况是驻波比小于 1.15的频带范围是16GHz 18.5GHz;驻波比小于1.05的频带范围是 16.37GHz 18.5GHz;驻波比小于1.03的工作频带为16.50GHz 18.45GHz，且带内驻波比曲线很平坦。工作频带的中心频率17.25GHz 为输入端的工作模式的截止频率15.1GHz的1.14倍。与现有技术方案在 相同的结构参数即输入端口 1和输出端口 2的半径下的结构的驻波比相 比较，即与图1C相比较，实施例1的在整个工作频带内具有更低的驻 波比，即实施例1比现有技术方案具有更低的反射，更好的传输性能。 请参阅图2D，示出了本发明实施例1的杂模抑制情况。在整个15.5GHz 18.5GHz的频带范围内第一杂模TMll，如曲线S121所示被抑制在 -28.5dB以下；第二杂模TE31，如曲线S122所示被抑制在-33.5dB以下。 对比现有技术的方案如图1C可以看出本实施例杂模抑制能力更好。曲 线Sll表示耦合输出结构的输入端口 1反射系数，曲线S12表示耦合输 入波导的工作主模TEll由输入端口 1到输出端口 2的传输曲线。通过 对本发明实施例1的阐述和与现有技术方案的系统比较，可以看出本发 明实施例1比现有技术方案具有更加紧凑的结构、更低的驻波比和更好 的模式抑制能力。实施例2:请参阅图3A、图3B、图3C和图3D，图中示出了采用 两段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导中间加载一段均匀圆波导级 联而成设计的回旋行波管放大器耦合输出结构的详细情况。请参阅图 3A，示出了本发明实施例2的半径随轴向距离的变化。在图3B中，耦 合输出结构采用三段波导级联，即在第一级渐变圆波导5与第三级渐变
圆波导7之间级联有；第一级渐变圆波导5的一端为输入端口 1，第三 级渐变圆波导7的一端为输出端口 2。第一级渐变圆波导5和第三级渐 变圆波导7都是修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导；第二级过渡圆波 导6是一段圆柱波导，介于第一级渐变圆波导5和第三级渐变圆波导7 之间。该实施例的设计参数为输入端口 1半径5.82mm，输出端口 2 半径20mm，整体长度为180.397mm。其中，第一级渐变圆波导5输入 半径5.82mm，输出半径7mm，长度47.923mm，设计时r,为-75dB; 第二级过渡圆波导6是一段长度为17mm半径为7mm均匀圆波导；第 三级渐变圆波导7是其输入半径7mm，输出半径20mm ，长度 115.474mm，设计时『_为-32dB。根据上述设计参数，第一级渐变圆波导5的整体半径变化小于第二 级渐变圆波导7的整体半径变化，即第一级渐变圆波导5的整体半径变 化较小，只有1.18mm，第三级渐变圆波导7的整体半径变化较大，为 13mm;。经过计算，第一级渐变圆波导5的整体半径变化取值0.8mm， 或则到2mm，第二级渐变圆波导7的整体半径变化取值13.38mm，或者 到12.18mm，这样的取值范围内设计，都可以得到很好的传输性能。第 一级渐变圆波导5的第一参考杂模抑制度比第三级渐变圆波导7的第一 参考杂模抑制度小33dB。经过计算，第一级渐变圆波导5的第一参考杂 模抑制度比第二级渐变圆波导7的第一参考杂模抑制度小20dB，或者小 40dB，这样的取值范围内设计，都可以得到很好的传输性能。与现有技术方案在相同的结构参数即输入端口1和输出端口 2的半 径的结构相比较，即与图1B相比较，可以看出实施例2的整体长度更 短，结构更加紧凑。请参阅图3C，示出了该实施例的驻波比。具体情况是驻波比小 于1.1的频带范围是15.8GHz 18.5GHz;驻波比小于1.05的频带范围 是16.44GHz 18.5GHz。与现有技术方案在相同的结构参数即输入端口 1和输出端口 2的半径的结构的驻波比相比较，即与图1C相比较，可以 看出实施例2的在整个工作频带内具有更低的驻波比，即实施例2比现 有技术方案具有更低的反射，更好的传输性能。请参阅图3D，示出了
该方案的杂模抑制情况。请参阅图3D，示出了该方案的杂模抑制情况。在整个15.5GHz 18.5GHz的频带范围内第一杂模TM11(曲线S121)被 抑制在-25dB以下；第二杂模TE31(曲线S121)被抑制在-32dB以下。曲 线Sll表示耦合输出结构的输入端口 1反射系数，曲线S12表示耦合输 入波导的工作主模TEll由输入端口 1到输出端口 2的传输曲线。对比 现有技术方案图1C可以看出实施例2杂模抑制能力更好。通过对本发 明实施例2的阐述和与现有技术方案的系统比较，可以看出本发明实施 例2比现有技术方案具有更加紧凑的结构、更低的驻波比和更好的模式 抑制能力。经计算以上两个实施例设计方案的输入端口 1圆波导半径5.82mm 所对应的最低模式截止频率约为15.1GHz，因此将本发明的实施例1和 实施例2与现有技术方案相比较，即将图2C、图3C和图1C相比较， 可以发现本发明在靠近截止频率的工作频带16GHz 18.5GHz内驻波 比更低，即传输性能更好。以上所述，仅为本发明中的具体实施方式
，但本发明的保护范围并 不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理 解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内，因此，本发 明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。
权利要求
1.一种回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在于，具有一输入端口；具有一输出端口输出端口半径大于输入端口半径；在输入端口与输出端口之间级联有第一级渐变圆波导和第N级渐变圆波导。
2. 根据权利要求1所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，第一级渐变圆波导和第N级渐变圆波导采用修正道尔夫——切比雪 夫渐变圆波导。
3. 根据权利要求2所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，采用二段波导级联，即第一级渐变圆波导与第二级渐变圆波导级联; 第一级渐变圆波导的一端为输入端口，第二级渐变圆波导的一端为输出 端口。
4. 根据权利要求3所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，所述第一级渐变圆波导和第二级渐变圆波导采用修正道尔夫——切 比雪夫渐变圆波导。
5. 根据权利要求2所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，采用三段波导级联，即在第一级渐变圆波导与第三级渐变圆波导之 间级联有第二级过渡圆波导；第一级渐变圆波导的一端为输入端口，第 三级渐变圆波导的一端为输出端口。
6. 根据权利要求5所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，所述第一级渐变圆波导和第三级渐变圆波导采用修正道尔夫——切 比雪夫渐变圆波导，第二级过渡圆波导是一段圆柱波导。
7. 根据权利要求2所述回旋行波管放大器耦合输出结构，其特征在 于，第一级渐变圆波导的整体半径变化小于第N级渐变圆波导的整体半 径变化；第一级渐变圆波导的第一参考杂模抑制度小于第N级渐变圆波 导的第一参考杂模抑制度。
全文摘要
本发明一种回旋行波管放大器耦合输出结构，具有一输入端口；具有一输出端口输出端口半径大于输入端口半径；在输入端口与输出端口之间级联有第一级渐变圆波导和第N级渐变圆波导。采用两段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导级联，或者采用两段修正道尔夫——切比雪夫渐变圆波导中间级联一过渡圆波导。该耦合输出结构解决了已有技术的尺寸过大、输入端口反射系数不够低、杂模抑制能力不够强等问题。该耦合输出结构应用于回旋行波管放大器中取得了积极的效果，这对于发展我国应用于的远程雷达，电子信息对抗等方面的高功率微波源具有重要的实际工程意义。
文档编号H01P5/00GK101127412SQ200710121979
公开日2008年2月20日 申请日期2007年9月19日 优先权日2007年9月19日
发明者刘濮鲲, 杜朝海, 耿志辉 申请人:中国科学院电子学研究所