专利名称：：反射式带通滤波器的制作方法
技术领域：
：本发明涉;Sj适宽带(UltraWideBand;UWB)无线信息通信用(以下表示为UWB用)的反射式带通滤波器。本申请主张于2006年10月5日提出的日本专利申请2006-274323号的优先权，并在此引用其内容。
背景技术：
：本发明涉;S^宽带(UltraWideBand;UWB)无线信息通信用(以下表示为UWB用)的反射式带通滤波器。通过使用该UWB用反射式带通滤波器，可使其满足美国联邦通信委员会(FCC)制定的频谱遮罩(spectralmask)。作为与本发明相关的以往技术，>^知有例如以下文献1~12所记载的技术。[文献l文献2[文献3[文献4[文献5[文献6[文献7[文献8[文献9美国专利第2411555号说明书曰本特开昭56-64501号公报曰本特开平9-172318号>^净艮日本特开平9-232820号7>报曰本特开平10-65402号公报日本特开平10-242746号公报日本特开2000-4108号'〉才艮日本特开2000-101301号7>#艮日本特开2002-43810号公报[文献阔A.V.OppenheimandR.W.Schafer，"Discrete-timesignalprocessing"pp.465-478，Prenticeha11,1998[文献11G-B，Xiao,K.Yashiro，N，Guan，andS.Ohokawa，"Aneffectivemethodfordesigningnonuniformlycoupledtransmission-linefilters,"IEEETrans，MicrowaveTheorytech.,vol.49，pp.1027-1031，June2001.[文献12Y.Konishi，"Microwaveintegratedcircuits,"pp.9-11，MarcelDekker，1991。但是，在以往技术中所提出的带通滤波器，由于其制造误差等，有可能不能满足FCC的标准。另外，使用了共面线的带通滤波器，由于未使用较宽的地线，所以不适合与槽线等那样的传输线路之间的耦合。
发明内容本发明就是鉴于上述的情况而完成的，目的是提供一种具有良好的与槽线等那样的传输线^1间的耦合性，且满足FCC标准的高性能的UWB用^^射式带通滤波器。本发明提供一种用于超宽带无线信息通信的反射式带通滤波器，其在电介质基板的表面设置了中心导体和侧部导体，且该侧部导体是^i史置在该中心导体的两侧，并隔着确保规定的导体间距离的非导体部，其中，中心导体宽度和导体间距离的一方或双方，在中心导体的长度方向上呈不均匀分布。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，中心导体宽度为一定值，导体间距离呈不均勻分布。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，导体间距离为一定值，中心导体宽度呈不均匀分布。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，在频率K3.1GHz和f>10.6GHz的区域内的反射率，与3.9GHz<f<9.8GHz的区域内的反射率之间，具有10dB以上的差，在3.9GHz<f<9.8GHz的区域内，群延迟的变化在+/-0.lns以内。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，在频率f<3.1GHz和f>10.6GHZ的区域内的及Jt率，与3.7GHz<f<10.0GHz的区域内的反射率之间，具有10dB以上的差在.7GHz<f<10.0GHz的区域内，群延迟的变化在土O.lns以内。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，在频率f<3.1GHz和f>10.6GHz的区域内的反射率，与4.1GHz<f<9.5GHz的区域内的反射率之间，具有10dB以上的差，在4.1GHz<f<9.5GHz的区域内，群延迟的变化在土O.lns以内。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，输入端传输线路的特性阻抗Zc为10Ω<Zc<300Ω。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，在终端侧设有具有与上述特性阻抗相同值的电阻或无及无反射终端。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，中心导体和侧部导体由金属板形成，且该金属板的厚度大于等于在f=lGHz时的集肤深度。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，电介质基仗的厚度h为0.1mm<h<10mm，介电常数er为1<eT<500，宽度W为2mm<W<100mm，长度L为2mm<L<500mm。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，使用基于Zakharov-Shabat方程式的根据频镨数据导出电位的逆问题的设计法，设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，使用窗函数法设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布。在本发明的反射式带通滤波器中，理想的是，使用Kaiser窗函数法来设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布。根据本发明的反射式带通滤波器，通过运用窗函数的方法，设计由不均匀共面线构成的反射式带通滤波器，即使制造误差容许量较大，与以往的滤波器相比，也能够使通频带非常宽，并使通频带内的群延迟的变化非常小。其结果，可提供满足FCC标准的UWB用带通滤波器。另外，由于可加宽地线，所以与槽线等那样的传输线路之间的耦合变得容易。这里，所谓地线是指在输入端相互连接的两侧部导体。图l是表示本发明的反射式带通滤波器的一实施方式的立体图。图2是表示共面线中的特性阻抗的导体间距离依存性的曲线图。图3是表示共面线中的特性阻抗的中心导体宽度依存性的曲线图。图4《_表示在实施例1中制作的及Jlt式带通滤波器的特性阻抗分布的曲线图。图5是表示在实施例1中制作的>^射式带通滤波器中的非对称2导体共面线的导体间距离分布的曲线图。图64_表示在实施例1中制作的>^射式带通滤波器中的共面线的形状的曲线图。图7A^示在实施例1中制作的反射式带通滤波器中的>^射波的振幅特性的曲线图。图8是表示在实施例1中制作的反射式带通滤波器中的反射波的群延迟特性的曲线图。图9是表示在实施例2中制作的>^射式带通滤波器的特性阻抗分布的曲线图。图10g一表示在实施例2中制作的^^射式带通滤波器中的共面线的中心导体宽度分布的曲线图。图ll是表示在实施例2中制作的及Jt式带通滤波器中的共面线的形状的曲线图。图12是表示在实施例2中制作的反射式带通滤波器中的反射波的振幅特性的曲线图。图13是表示在实施例2中制作的反射式带通滤波器中的反射波的群延迟特性的曲线图。图14是表示在实施例3中制作的^^射式带通滤波器的特性阻抗分布的曲线图。图15是表示在实施例3中制作的反射式带通滤波器中的非对称2导体共面线的导体间的距离分布的曲线图。图16是表示在实施例3中制作的及Jt式带通滤波器中的共面线的形状的曲线图。图17是表示在实施例3中制作的反射式带通滤波器中的反射波的振幅特性的曲线图。图18是表示在实施例3中制作的反射式带通滤波器中的反射波的群延迟特性的曲线图。图19是不均匀传输线路的等效电路图。具体实施方式下面，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。图l是表示本发明的反射式带通滤波器的概略构成的立体图.图中编号l是反射式带通滤波器，2是电介质基板，3是中心导体，4a、4b是非导体部，5a、5b是侧部导体。本实施方式的反射式带通滤波器1，具有非均匀共面线，即，在电介质基仗2的表面形成中心导体3和侧部导体5a、5b，且该侧部导体5a、5b是被设置在该中心导体3的两侧，并隔着确保规定的导体间距离的非导体部4a、4b，其中心导体宽度和导体间距离的一方或双方在中心导体长度方向上分布不均匀。如图l所示，将z轴设为沿着中心导体3的长度方向，将y轴设为与z轴正交，并与基板2的表面平行的方向，将x轴设为与y轴和z轴正交的方向。另外，将从输入侧的端面向z轴方向延伸的长度设为z。在^Jtt式带通滤波器1中，侧部导体5a与中心导体3之间的导体间距离、和侧部导体5b与中心导体3之间的导体间距离在z相同的部位相同(以下，记载为导体间距离s)。该反射式带通滤波器的侧部导体5a、5b形成为半无限，或侧部导体5a、5b的宽度扩展为中心导体3和非导体部4a、4b的宽度的IO倍以上。因此，能够利用侧部导体5a、5b来构成槽线和开槽天线等。另外，由于与对称型2导体共面线(对称配置宽度相等的2个导体的共面线)相比，其特性阻抗低，所以能够使用介电常数较低的材质制作基fc12。本发明的反射式带通滤波器，通过使用在数字滤波器设计中使用的窗函数的方法(参照文献10),构成为增加了阻带抑制(通带区域中的>^射率与阻带区域中的^^射率之差)的结构。由此，可取代扩大过渡频率区域(通带边界与阻带边界之间的区域)，而增加阻带抑制.其结果，可扩大制造误差的容许量。而且，能够使通带区域内的群延迟的变化更小。本发明的反射式带通滤波器1的传输线路，可用图19那样的不均匀分布常数电路来表示。根据图19，在线路电压v(z、t)，线路电流i(z、t)之间，以下的关系式(1)成立。[式1其中，L(z)、C(z)分别是传输线路中的单位长度电感和电容。这里，引入下式(2)的函数。[式2<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula><formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，Z(z)-^T(L(z)/C(z))4^部特性阻抗，ch、ch分别是向+z、-z方向传送的能量波振幅。如果将其代入式(1)，则可得下式(3)[式3<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，c(Z)=l/^T{L(z)/C(z)}。这里，如果把时间因子设为exp(jcot)，按照下式(4)进行变量转换，则可得下式(5)那样的Zakharov-Shabat方程式。[式4]<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>式5<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，q(x)可通过下式(6)求出。[式6<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>所谓Zakharov-Shabat的逆问J^1指，根据满足上式的解的频镨数据来合成电位q(x)(参照文献ll)。如果求出电位q(x)，则可如下式(7)那样求出局部特性阻抗。[式7<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>这里，通常在求解电位q(x)的过程中，根据频谱数据反射系数R(co)，利用下式(8)计算x空间的反射系数r(x)，然后根据r(x)求出q(x)。[式8<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>在本发明中，取代根据理想频谱数据的R((0)来求出r(x)，而是如下式(9)那样，通过乘以窗函数求出r(x)。[式9<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>这里，co(x)是窗函数。若适当地选择了窗函数，则可适当地控制阻带抑制的水平。这里，作为一例，使用Kaiser窗。Kaiser窗按照下式(10)那样定义(参照文献10)。[式10<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>其中，oc=M/2，而且，P按照下式(11)那样经验性决定。[式11]<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>其中，A=-201ogl。5，5表示通带内和阻带内的峰值近似误差。通过以上求出q(x)，利用式(7)，求出局部特性阻抗Z(x)。这里，在本发明的共面线中，如果改变中心导体3的宽度w(以下记载为中心导体宽度w)和导体间距离s的一方或双方，则能够改变特性阻抗(参照文献12)。图2表示在使w-lmm、基&的高度h-lmm、介电常数Si=4的情况下的特性阻抗相对导体间距离s的依存性。另外，图3表示在s-lmm、h=lmm、st=4的情况下的特性阻^目对中心导体宽度w的M性。在本发明中，基于利用式(7)求出的局部特性阻抗，计算出中心导体宽度w或导体间距离s，并制作了满足所计算出的中心导体宽度w或导体间距离s的那样的带通滤波器1。由此，获得了具有所希望的通频带的反射式带通滤波器l。以下，才艮据实施例，更详细地对本发明进^i兌明。以下记载的实施例只不过是本发明的示例，本发明不受这些实施例的限定.[实施例1]使用了将频率f在3.4GHz<f<10.3GHz的区域中的反射率设为0.9、在其他区域中的反射率设为O，并设A-30的Kaiser窗.另外，将在共面线内传输的信号的，频率f-lGHz时的l个波长的长度设为波导长度，设系统的特性阻抗为75Q，而进行了设计。这里，特性阻抗必须设计成与所使用的系统的阻抗一致。一般在处理高频信号的电路中，作为系统的阻抗，采用50Q、75Q、或300Q等。最好，特性阻抗Zc是10Q<Zc<300fi。如果特性阻抗小于ion，则由导体和电介质引起的损耗会相对地增大。另外，如果特性阻抗大于300D，则不能取得与系统阻抗之间的匹配。图4表示通过逆问题解算而得出的局部特性阻抗在z轴方向上的分布。另外，横轴是z/f-lGHz时的l波长的长度。以下，图9、14也是同样。图5表示在使用厚度h=lmm、介电常数e^4的141，设中心导体的宽度为w=2mm的情况下的导体间距离s在z轴方向上的分布。表1~3表示其尺寸的列表。[表1导体间距离列表(1/3)<table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>[表2导体间距离列表(2/3)<table>tableseeoriginaldocumentpage15</column></row><table>使用了把频率f在3.4GHz<f<10.3GHz的区域中的反射率设为0.8、在其他区域中的反射率设为O，并设厶=30的Kaiser窗。另外，将在共面线内传输的信号的，频率f=lGHz时的1波长的长度设为波导长度，设系统的特性阻抗为75Q，而进行了设计。图9表示通过逆问题解算而得出的局部特性阻抗在z轴方向上的分布。图10表示在使用厚度h=lmm、介电常数sT=10的基板，设导体间距离S=0.5111111的情况下的中心导体3的宽度\￥在2轴方向上的分布。表4~6表示其尺寸的列表。导体间距离列表<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>图16表示实施例3的反射式带通滤波器1中的共面线的形状。图中，涂成浅黑色部分表示中心导体3和侧部导体5a、5b，涂成浓黑色的部分表示非导体部4a、4b。该^^射式带通滤波器1的终端侧(z=27.8mm的端面)设有无反射终端，或R-50Q的电阻。另外，把中心导体3和侧部导体5a、5b的金属膜的厚度，设定为比在f-lGHz时的集肤深度充分厚的厚度。例如，在使用了铜的情况下，把中心导体3和侧部导体5a、5b的厚度设定为2.1nm以上。另外，该滤波器祸L使用在特性阻抗为50Q的系统中。图17和18分别表示实施例3的带通滤波器中的及^射波(Su)的振幅特性和群延迟特性。如图所示，在频率f为4.1GHz<f<9.5GHz的频带内，反射率为-5dB以上，群延迟的变化为土0.1ns以内。在f<3.1GHz或f^l0.6GHz的区域内，反射率为-15dB以下。以上，对本发明的优选实施例进行了说明，但本发明不限于这些实施例。在不超出本发明的主旨的范围内，能够进行结构的附加、省略、置换以及其他的变更。本发明不受上述说明的限定，只由权利要求的范围所限定。权利要求1.一种反射式带通滤波器，用于超宽带无线信息通信，其在电介质基板的表面设置了中心导体和侧部导体，且该侧部导体是被设置在该中心导体的两侧，并隔着确保规定的导体间距离的非导体部，其特征在于，中心导体宽度和导体间距离的一方或双方，在中心导体的长度方向上呈不均匀分布。2.根据权利要求l所述的反射式带通滤波器，其特征在于，中心导体宽;1A—定值，导体间距离呈不均匀分布。3.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，导体间距离为一定值，中心导体宽度呈不均匀分布。4.根据权利要求l所述的反射式带通滤波器，其特征在于，在频率f<3.1GHz和&10.6GHz的区域内的反射率、与3.9GHz<f<9.8GHz的区域内的vll射率之间，具有10dB以上的差，在3.901^<<9.80112的区域内，群延迟的变化在士0.1ns以内。5.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，在频率f<3.1GHz和&10.6GHZ的区域内的反射率、与3.7GHz<f<10.0GHz的区域内的反射率之间，具有10dB以上的差，在3.7GHz《f《10.0GHz的区域内，群延迟的变化在土0.1ns以内。6.根据权利要求l所述的反射式带通滤波器，其特征在于，在频率f<3.1GHz和&10.6GHz的区域内的反射率、与4.1GHz<f<9.5GHz的区域内的>11射率之间，具有10dB以上的差，在4.1。1^<￡<9.501^的区域内，群延迟的变化在士0.1ns以内。7.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，输入端传输线路的特性阻抗Zc为10O<Zc<300Q。8.根据权利要求7所述的反射式带通滤波器，其特征在于，在终端侧设有具有与上述特性阻^M目同值的电阻或无反射终端。9.根据权利要求l所述的反射式带通滤波器，其特征在于，中心导体和侧部导体由金属板形成，且该金属板的厚度大于等于在f=lGHz时的集肤深度。10.根据权利要求l所述的反射式带通滤波器，其特征在于，电介质基板的厚度h为0.1mm<h<10mm，介电常数sT为1<sT<500，宽度W为2mm<W<100mm，长度L为2mm<L<500mm。11.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，使用基于Zakharov-Shabat方程式的根据频镨数据导出电位的逆问题的设计法，设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布.12.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，使用窗函数法设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布.13.根据权利要求1所述的反射式带通滤波器，其特征在于，使用Kaiser窗函数法设定中心导体宽度和导体间距离的长度方向分布，全文摘要本发明涉及用于超宽带无线信息通信的反射式带通滤波器，其在电介质基板的表面上设置了中心导体和侧部导体，且该侧部导体是被设置在该中心导体的两侧，并隔着确保规定的导体间距离的非导体部，其中，中心导体宽度和导体间距离的一方或双方，在中心导体的长度方向上呈不均匀分布。根据本发明，可提供一种具有良好的与槽线等那样的传输线路的耦合性、且满足了FCC标准的高性能的UWB用反射式带通滤波器。文档编号H01P1/20GK101159348SQ20071015185公开日2008年4月9日申请日期2007年9月24日优先权日2006年10月5日发明者宁官申请人:株式会社藤仓