专利名称：天线、通信设备、天线制造方法
技术领域：
本发明涉及天线、通信设备和天线制造方法。
背景技术：
近年来，使用各种频带的无线通信被广泛使用。在无线通信中，重要 的是减少噪声，并且从而提高增益。另一方面，已经开发和使用了各种电 子i殳备。通过电子i殳^^发送的信号的时钟往往具有高频率。由于频率变高， 从电子设备内部产生各种电噪声。这些电噪声可妨碍无线通信。此外，电 噪声不仅来自正执行无线通信的通信设备的外部，而且在通信设备自身内 部也产生电噪声。
发明内容
通常，通信设备中的噪声源位于比所接收信号的发送端通信设备和其 它噪声源更近的位置。因此，通信设备很可能受通信设备内部所产生的噪 声的影响。例如，来自用于全球定位系统(GPS)的AJt卫星的信号具有低 电平，因而电噪声的影响不能被忽略。
当诸如电噪声的干扰波处于用于通信的频带中时，如果使用普通的天
线和滤波器，则m^消除由干扰电波所引起的接收信号的噪声。在这种情
况下，即使在获得良好天线增益时也不能成功接收通信信号。
通常，在许多情况下，要到装配通信设备之后的开发过程的最终阶段 才能进行通信设备内部所产生的电噪声的评价。在那以前，天线设计和通 信设备中的其它电路的电路设计是独立并且分别进行的。因此，在许多情 况下，在通信设备的开发的最终阶段，天线和其它电路等等被装配在一起，进行现场试验，从而第一次发现这个问题。就工作时间表而言，在这一阶
段;f帥采取对策并且提高性能。就算计划一种对策，其涉及设计改变等等，从而导致开发费用的增加。根据上述情况，即使在市场已经出售的GPS接收器的情况下，也存在由于i殳备内部的千扰导致性能恶化的可能性。
有一种充当天线的磁流天线，其不太可能受电噪声的影响。磁流天线检测所发射的电磁波中的磁场。可预见到电场是设备内部所产生的电噪声的影响的主要原因。因为磁流天线检测磁场，所以可以认为磁流天线不太可能受电场所引起的电噪声的影响。磁流天线的例子包含非常小的环形天线。
然而，在诸如非常小的环形天线的磁流天线中，与波勤目比发射元件非常小，并M射电阻与输入电阻的比值较低。因此，与其它天线相比，磁流天线的整个天线系统中的效率非常低。因而，虽然磁流天线不太可能受电噪声的影响，但是由于天线效率的降低，期望信号的接收灵敏度下降。
本发明解决了如上所述的问题，并且^^供了一种新型和改进的、使得无需降低天线增益就能够抑制电噪声的影响的天线、通信设备和天线制造方法。
根据解决如上所述问题的本发明的实施例，提供了包含线圏的天线，所述线圏被形成为4吏得所述线圏的一端短珞接地或对地开路，并且当高频信号,皮施加到所述线圏的另一端时，产生电流驻波。线圈产生具有相应于所述高频信号的频率的磁场驻波，并且从而检测或发射具有所述频率的电磁波。
利用该结构，当线圏被用于接收设备时，从发送器侧所发射的信号的磁场(电磁波)在线圏中产生具有该磁场的频率的磁场驻波。磁场驻波使线圏产生电流驻波。从线圏的另一端输出电流驻波。换言之，以和使用电流的偶极天线在提高增益的同时检测电场的方式相同的方式，线圏能够在提高增益的同时检测磁场。此外，当线圏被用于发送设备时，以与上勤目反的方式，线圏能够产生磁场。
线圏可具有整数倍于电流驻波的四分之一波长的有效长度。
利用这种结构，由电磁波的电流在线圏中产生驻波的四分之一波长的整数倍。
可以按转动方向盘绕线圏的绕组线，4吏得当产生电流驻波时线圏中产生的磁场的方向是相同的。利用这种结构，当线圏中产生电流驻波时产生的磁场的方向是对齐 的。因而，能够加强线圏中产生的磁场。
可以沿通过将所^￡>磁场驻波中的节点设置为界限而反向的转动方向 缠绕所述线圈的绕组线。
利用这种结构，线圏中的磁场的方向能够对齐。
线圏的一端可以对地短路，线圏可以具有是电流驻波的半波长的有效 长度，并且可以沿通过将所述绕组线的总长度的半点设置为界限而反向的 转动方向缠绕所述线圏的绕组线。
利用这种结构，能够制造半波长天线。
此外，可以围绕具有高导磁率的芯的表面盘绕线圏的绕组线，或可以 在芯内^V线圏的绕组线。
此外，线圏的绕组线的长度可被调节到当施加高频信号时产生电流驻 波的长度。
利用这种结构，能够在线圈中产生磁场驻波。
根据解决如上所述问题的本发明的实施例，提供了包含线圈的通信设 备，所述线圏被形成为使得所述线圏的一端短^^地或对地开路，并且当 高频信号被施加到所述线圏的另一端时，产生电流驻波。线圏产生具有相 应于高频信号的频率的磁场驻波，并且从而检测或发射具有该频率的电磁 波。
利用这种结构，能够在提高增益的同时检测磁场。
才艮据解决如上所述问题的本发明的另 一个实施例，提供了天线制造方
法，包含步骤将充当发射元件的线圏的一端对地短路或开路；将高频信 号施加于线圏的另一端；以及调整线圏的绕组线的长度，使得由所述高频 信号在所述线圏中产生电流驻波。
利用这种结构，能够制it4提高增益的同时检测磁场的天线。
根据如上所述的本发明的实施例，能够在没有降低天线增益的情况下 抑制电噪声的影响。
图1的说明性图例图解了作为根据本发明的每个实施例的天线的应
用例子的全球定位系统(GPS);
图2A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 使用的位移磁流；
图2B的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 使用的位移磁流；
图3A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 特性被测量的线圏；
图3B的图例示出了图3A中所示的线圏的特性的测量结果；
图3C的图例示出了图3A中所示的线圏的特性的测量结果；
图3D的图例示出了图3A中所示的线圏的特性的测量结果；
图4A的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的谐振频
率；
图4B的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的谐振频
率；
图5A的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的四分之一波长
天线的谐振状态；
图5B的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的四分之一波长
天线的谐振状态；
图5C的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的四分之一波长
天线的谐振状态；
图6A的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的半波长天线的 谐振状态；
图6B的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的半波长天线的 谐振状态；
图6C的说明性闺例图解了根据本发明的每个实施例的半波长天线的 谐振状态；
图7A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 输入阻抗被测量的线圏；
图7B的图例示出了图7A中所示的线圈的输入阻抗的测量结果；图7C的图例示出了图7A中所示的线圏的驻波比的测量结果；
图8A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 输入阻抗被测量的匹配后的线圏；
图8B的图例示出了图8A中所示匹配后的线圏的输入阻抗的测量结
果；
图8C的图例示出了图8A中所示匹配后的线圈的驻波比的测量结果；
图9A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 发射增益被测量的线圏；
图9B的图例示出了图9A中所示的线圏的发射增益的测量结果；
图9C的图例示出了图9A中所示的线圏的发射增益的测量结果；
图9D的图例示出了图9A中所示的线圏的发射增益的测量结果；
图9E的图例示出了图9A中所示的线圏的发射增益的测量结果；
图10的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的半波长天线的 磁流方向；
图11A的说明性图例图解了根据本发明的第一实施例的天线；
图11B的图例示出了图11A中所示的天线的驻波比的测量结果；
图12A的说明性图例图解了当测量才艮据第一实施例的天线的发射增 益时的方案；
图12B的图例示出了图12A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图12C的图例示出了图12A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图12D的图例示出了图12A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图12E的图例示出了图12A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图13A的说明性图例图解了根据本发明的第二实施例的天线；
图13B的图例示出了图13A中所示的天线的驻波比的测量结果；
图14A的说明性图例图解了当测量根据第二实施例的天线的发射增 益时的方案；
图14B的图例示出了图14A中所示的天线的发射增益的测量结果； 图14C的图例示出了图14A中所示的天线的发射增益的测量结果；图14D的图例示出了图14A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图14E的图例示出了图14A中所示的天线的发射增益的测量结果；
图15A的图例示出了当根据第二实施例的天线被安^ GPS接收器设备上时，发射增益的测量结果；
图15B的图例示出了当根据第二实施例的天线被安U GPS接收器设备上时，发射增益的测量结果；
图16A的图例示出了才艮据现有技术的GPS接收器中提供的贴片天线
的发射增益的测量结果；
图16B的图例示出了根据现有技术的GPS接收器中提供的贴片天线的发射增益的测量结果；
图17的说明性表格示出了当根据第二实施例的天线被安^GPS接收器设备上时，接收性能的测量结果；
图18的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的第一修改例子；
图19的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的第二修改例子；
图20A的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的第三修改例子；
图20B的说明性图例图解了具有对应于一个波长的有效长度的偶极天线；
图21A的说明性图例图解了根据本发明的每个实施例的天线的第四#"改例子；以及
图21B的说明性图例图解了才艮据本发明的每个实施例的天线的第四4务改例子。
具体实施例方式
下面将参考附图详细地描述本发明的优选实施例。注意到，在本说明书和附图中，具有基^目同的功能和结构的结构单元用相同参考标记来表示，并且省略这些结构单元的重复说明。
首先，在说明根据每个实施例的天线之前，将说明需要改进的根据现有技术的天线的特性。然后，将说明作为由本发明的发明人辛苦研究的结 果所得到的、有关如何改进这些特性的考虑。
才艮据现有技术的天线
为了说明根据现有技术的天线，在下面的描述中，以全球定位系统
(GPS)为通信系统的例子，其中根据本发明的每个实施例的天线被应用于 该例子。然而，该例子并不是要限制才艮据本发明的每个实施例的天线被应 用于的通信系统。根据本发明的每个实施例的天线可被应用于各种通信系 统中。
图1的说明性图例图解了作为根据本发明的每个实施例的天线的应 用例子的GPS。
如图1所示，AJt卫星10在GPS中发射信号(电磁波)。电磁波可 被认为是远场中的电场E和磁场H的波。基于接收原理，天线大致被分 成检测电场E的电流天线11 (例如，偶极天线)，以及检测磁场H的磁 流天线12 (例如，非常小的环形天线)。
电流天线11接收电磁波的电场E，并且还接收来自将电流天线11本 身内置于其中的通信设备的内部电路13的电噪声N。而磁流天线12接收 电磁波的磁场H，但是不太可能接收电噪声N。
这个原因将会更详细地说明。电噪声N由内部电路13中的电流引起。 因此，电噪声N主要是电场噪声，并且包含少量的磁流噪声。
如果由电流天线11产生的电磁场被近似为无穷小电偶极子，则电磁 场可以表示为以下表达式1A到1C。
注意到，在表达式1A到1C中，r表示到偶极的距离，6表示与偶 极的轴的方向所成的角度，O表示关于偶极的轴的转动角度，e表示介电 常数，l表示偶极的长度，Q表示电流偶极的电荷的振荡，co表示角频率， 以及k表示波数。
此外，电场Er表示从偶极产生的纵波的电场，电场E6表示从偶极 产生的横波的电场，而磁场H①表示环绕偶极产生的横波的磁场。
表达式1
一乂
表达式1A<formula>formula see original document page 11</formula>表达式IB
<formula>formula see original document page 11</formula>表达式1C
如表达式1A到1C所示，电场Er和电场Es包含由距离r的立方衰减的项，但是磁场H。不包含由距离r的立方衰减的项。可以想到由无穷小电偶极子产生的电磁场直接指示无穷小电偶极子的电磁波的接收灵敏度。因而，M达式1A到1C中发现，电流天线11针对近场中的电场Er和电场Ee的接收灵敏度较高，但是电流天线11针对近场中的磁场H巾的接收灵敏度较低。
同样，如果由磁流天线12产生的电磁场被近似为无穷小磁偶极子，则该电磁场可以表示为以下表达式2A到2C。
注意到，在表达式2A到2C中，r表示到偶极的距离，6表示与偶极的轴(线圏轴)的方向所成的角度，①表示关于偶极的轴的转动角度，H表示磁导率，S表示线圏的横截面积，I表示线圏中的电流，co表示角频率，以及k表示波数。
此夕卜，磁场Hr表示从偶极产生的纵波的磁场，磁场He表示从偶极产生的横波的磁场，而电场E。表示环绕偶极产生的横波的电场。
表达式2
<formula>formula see original document page 11</formula>表达式2A
<formula>formula see original document page 11</formula>表达式2B
<formula>formula see original document page 11</formula>表达式2C
如表达式2A到2C中所示，磁场Hr和磁场He包含由距离r的立方衰减的项，但是电场E。不包含由距离r的立方衰减的项。可以想到由无穷小电偶极子产生的电磁场直接指示无穷小电偶极子的电磁波的接收灵敏度。因而，从表达式2A到2C中发现，磁流天线12针对近场中的磁场Hr和磁场Hs的接收灵敏度较高，但是磁流天线12针对近场中的电场E。的接收灵敏度较低。
如从通过上述无穷小偶极子所进行的近似中发现的，与电流天线11相比，对于近场中的电场，磁流天线12具有较低的接收灵敏度。因此， 可以预期磁流天线12接收远场中的无线电波，但是对于近场中的电噪声 (电场)具有较低的灵敏度。
然而，在作为磁流天线12的一个例子的非常小的环形天线中，与波 "M目比发射元件非常小，并JU1射电阻与输入电阻的比值较低。因此，非 常小的环形天线的整个天线系统的效率较低。
这样，如果能够用与普通电流偶极天线相同的方式制造具有半波长发 射元件的磁流天线，则在通过利用磁流降低电噪声的影响的同时，能够提 高增益并且从而能够提高整个天线系统的效率。在普通电流偶极天线中， 通过利用"产生电流的电荷(电子)"和"电流流过的电导体"存在的事实， 确定电场的波长或电流，并且基于该波长形成发射元件。然而，对应于" 产生电流的电荷(电子)"的，，产生磁流的磁荷，，在物理上并不存在(至少 还不知道)，并且对应于"电流流过的电导体"的，，磁流流过的磁导体"物理 上也不存在。因此，不清楚哪种材料会用于形成发射元件，以及如何确定 波长。
本发明人认识到根据现有技术的天线的问题，并且对能够获得上述特 性的天线进行辛苦的研究。结果，本发明人想到了根据本发明的每个实施 例的天线。接下来，将说明作为本发明人进行辛苦研究的结果所创造的天 线。
根据本发明的每个实施例的天线
首先，参照图2A和图2B，将说明由本发明人对于"产生磁流的磁荷 "和"磁流流过的磁导体"如上所述并不存在的事实进行研究的结果。
图2A和闺2B的说明性图例均示出了当制造根据本发明的每个实施 例的天线时所使用的位移磁流。
如M交流电源22将交变电压施加于如图2A所示的电容器21上， 则有交变电流流动。然而，在电容器21的电极之间实际上没有提供和接 收电荷。因此，为了解释交变电流，可假定位移电流IE在电容器21的电 极之间流动。然而，实际上电荷没有移动，通过下面的表达式3用电场
Dn和电极的面积S定义位移电流IE。
表达式3
4=^^必 表达式3
5"
12另一方面，如果从交流电源22将交变电压施加于如图2B所示的线 圏23上，可假定交变电流流动，在线圏23中产生磁场，并JL磁流流动。 为了按与上述位移电流lE类似的方式解释磁流，假定位移磁流Ih在幾圏 23中流动。于是，根据磁场Bn,位移磁流lH被定义为下面表达式4A。 因而，位移磁流IH可以由以下表达式4B计算出。注意到，表达式4B中， N表示线圏23的匝数，R表示线圏23的半径。
表达式4
7" = 5 P"必 表达式4A
/ j f〃 WM "f〃 Mj 罕,必
M达式C发现，如果高频电压被施加于线圏23，并且输入高频电 流，则在线圏23内部产生与电流I的变化率成比例的位移磁流lH。
这样，准备图3A中所示的线圏23,并且测量线圏23的特性。测量 结果在图3B到图3D中示出。
图3A的说明性图例图解了当制造根据本发明的每个实施例的天线时 特性净皮测量的线圏。图3B到图3D的图例均示出了图3A中所示的线圏的 特性的测量结果。
图3A中所示的线圏23被形成为使得线圏内径0)被设置为lmm，匝 数被设置为36，并且线圏长度为5mm。线圏23M在具有底面的a 25的上表面上，在所述底面形成板状地线(tabular ground) 24。基板25 的厚度^Li殳置成0.8 mm。利用微带线形成端口 Pl和P2,以作为线圏23 的输入端(馈电点)和输出端。为了测量线圏23的特性，利用端口 Pl 和P2作为参考平面，来测量S^lt。注意到，在图3A中，xl表示线圏 23在端口P1侧的一端，x2表示线圏23在端口 P2侧的一端。
长度有限的线圈23作用就像分布常数电路，而不像集总电路，并且 端口 Pl处的相位不同于端口 P2处的相位。如图3B和图3C所示，从S 参数的测量结果中发现，在频率fl)处，线圏23的相位在端口 Pl和端口 P2之间转动半波长(180°)。
当端口 P2，即线圏端x2对地短路时，在频率f0处产生具有电压V 的半波长驻波，其中xl和x2为固定端。图3A从概念上示出了线圏23
13中产生的电压V、电流I、电流的变化率dl/dt，以及位移磁流Ih。注意到，每个波形示出了预定时间点处的波形，而各个波形的时间点不相同(在稍后将描述的特性的测量结果中也是如此)。由于该驻波，电流I也形成半波长驻波。然而，电流I的驻波的xl和x2是自由端。此外，xl处电流II与x2处电流I2的相位是相反的。电流的变化率dl/dt在电流I的驻波的波腹处取得最大值，在驻波的节点处取得0值。因此，电流的变化率dl/dt #>电流I 一样形成半波长驻波，其中xl与x2为自由端。如上所述，位移磁流lH与电流的变化率dl/dt成比例。因此，可以想到位移磁流IH也形成半波长驻波，其中xl与x2为自由端。
总之，可假定如上所述形成和布置的线圏23针对频率f0处的位移磁流Ih，具有相应于半波长的元件长度。针对磁流，该频率fO被定义为谐振频率。
线圏尺寸与谐振频率之间的关系
如上所述定义磁流的谐振频率f0。下一个问JHA如何确定线圏23的尺寸，以^f更将谐振频率fO调整到期望频率。图4A和图4B示出了为确定线圏23的尺寸而执行的测量的结果。
图4A和图4B的说明性图例图解了根据本发明每个实施例的天线的谐振频率。
可预见到谐振频率fO取决于例如线圏23的绕组线的材料和粗细。然而，此处，测量线圏23的尺寸对谐振频率fO具有什么影响。0.3 mm粗细的铜线被用作线圏23的绕组线26。绕组线26闺绕圆柱盘绕来形成线圏23。注意到，线圈23的内径M示为0)。利用上述测量方法，针对每个具有内径<1>= 1.0、 1.5、 2.0 mm的线圏23测量谐振频率fO。此处，线圏23的内径①表示绕组线26所围绕缠绕的圓柱的直径。线圏的节距被设置成0.4mm。此外，如图4A所示，在改变绕组线26的总长度L的同时测量谐振频率f0。图4B示出了谐振频率f0的测量结果。如从图4B可以看到的，谐振频率f0不是明显地取决于线圏23的内径①，而是明显地取决于绕组线26的总长度L。从测量结果中可以发现，为了形成具有相应于期望谐振频率的有效长度的线圏23,应当调整和确定绕组线26的总长度L,使得满足下面表达式5。
表达式5丄/"附m 7 =- 姦；大A ;
在下面的描述中，假定期望的谐振频率fO，即期望用于无线通信的谐 振频率为1575 MHz，该频率被用于GPS等等。当谐振频率f0为1575 MHz 时，可以从图4B中发现绕组线26的总长度L大约为137 mm。该长度是 自由空间中1575MHz电磁波的半波长95mm的1.4倍。注意到，很明显 谐振频率f0不局限于1575 MHz。显然谐振频率fO可例如净皮设置成用于 天线被应用到的无线通信的频率。
注意到，表达式5中的分母常数(216)的值也取决于绕组线的材料 和粗细以及线圏节距。因此，线圏23的尺寸(缠绕线26的总长度L)不 局限于上述例子，并且可才艮据测量结果恰当地确定该尺寸。
四分之一波"^t流天线
如上所述，本发明人的研究成果使得能够形成具有相应于期望谐振频 率f0的有效长度的线圏23。于是，根据研究成果，将描述具有对应于四 分之一波长的有效长度的磁流天线，以及具有对应于半波长的有效长度的 磁流天线的制造。
图5A到图5C的说明性图例图解了根据本发明每个实施例的四分之 一波长天线的谐振状态。
如图5A所示，线圏23的一端(端口 P2 )对地24开路，并且通过另 一端(端口 Pl)输入和输出高频信号。当x2端开路时，x2对于电压V 充当自由端，对于电流I充当固定端。因此，x2对于电流的变化率dl/dt 和磁流Ih也充当固定端。同时，在谐振频率fO处，输"输出端口xl对 于电压V充当固定端，对于其它因素，即电流I、电流的变化率dl/dt和 磁流Ih充当自由端。因此，线圏23中出现的驻波的模式是四分之一波长 的奇数倍。图5B和图5C示出了谐振频率f0的测量结果。图5B和图5C 利用输V输出端口 Pl作为参考平面，示出了 S桐故的Sll (LogMag和 相位)的测量结果。
从图5B和图5C中可以发现，当x2端开路时，在作为基波(频率为 fA的波)频率的奇数倍的高频处发生谐振。此外，可以发现线團23充当 天线的发射元件，并且将具有谐振频率fA等的电磁波向外发射。概括之， 可以发现，为了制造具有相应于四分之一波长的有效长度的磁流天线，需 要使该端开路并且利用基波的谐振。
半波"j^磁流天线
15接下来，将说明半波长磁流天线的制造
图6A到图6C的说明性图例图解了根据本发明每个实施例的半波长天线的谐振状态。
如图6A所示，线圏23的一端(端口 P2 )对地24短路，并且通过另
—拔("诚口 P1 铪X "iw絡山.玄瓶传县 il4 v，被賴,故RsK V2 X+千由,压V
(恒定为0V)充当固定端，对于电流I充当自由端。因此，x2对于电流的变化率dl/dt和磁流lH也充当自由端。同时，在谐振频率fO处，输/V输出端口 xl对于电压V充当固定端，对于其它因素，即电流I、电.流的变化率dl/dt和磁流Ih充当自由端。因此，线圏23中出现的驻波的模式是半波长的整数倍。图5B和图5C示出了谐振频率f0的测量结果。图5B和图5C利用输入/输出端口 Pl作为参考平面，示出了 S参数的Sll
(LogMag和相位)的测量结果。
从图5B和图5C中可以发现，当x2端短路时，在作为基波(频率为fD的波)频率的整数倍的高频处发生谐振。此外，可以发现线圏23充当天线的发射元件，并且将具有谐振频率fD等的电磁波向外发射。概括地说，可以发现，为了制造具有相应于半波长的有效长度的磁流天线，需要使该端短路并且利用基波的谐振。
半波^磁流天线的输入阻抗
在所述情况下，如图7A所示制造在1575 MHz谐振的半波l磁流天线(线圏23),并且测量线圏23的特性。通过缠绕总长度L为137 mm的铜线来形成线圏23。此外，测量内径0>=0.1、 1.5、 2.0mm的每个线圏23的特性。如果线圏23的一端(端口 P2)短路，另一端被设置成馈电点，并且输入1575 MHz的高频信号，则在线圏23 (参照图6A)中产生驻波。因此，线圏23充当以半波长(半波长的整数倍)谐振的磁流单元。图7B和图7C分别示出了此时从馈电点观察的输入阻抗和驻波比的测量结果。
从图7C中可以发现，在1575 MHz的谐振频率《)附近，电压驻波比(VSWR)变得更小，但是大于VSWR = 2 ，线圏23通常在VSWR = 2处充当天线。从图7B中可以发现，当从馈电点(端口 Pl)观察时，输入阻抗明显小于1575 MHz处的50Q。
此外，为了使用线圏23作为磁流天线的发射元件，需要将高频信号线连接到馈电点(端口 Pl)。例如，诸如同轴电缆的高频信号线的阻抗大约为50Q。因此，需要通过在线圏23与信号线之间进行匹配来降低回波损耗。为了进行这种阻抗匹配，图8A中所示的匹配电路27被连接到馈电点。图8A和图8C分别示出了连接匹配电路27之后从馈电点观察的输入阻抗的测量结果，以及驻波比。注意到，在这种情况下，使用具有2.6 mm直径①的线圏23，并且线圏23的长度被i殳置成8 mm (18匝)。此外，地线基敗的尺寸^^更置成20 mmx20 mm，基tl的厚度孝皮i殳置成0.8 mm。
如从图8C中可以发现的，在1575 MHz的谐振频率f0附近的VSWR变得比匹配之前的小，并且提高了发射效率。此外，从图8B中可以发现，从馈电点(端口 Pl)观察的输入阻抗可被设置为1575 MHz处的大约50n。此外，如从线圈23的上述尺寸等可以发现的，与普通电流天线(半波长偶极天线，其在自由空间中具有半波长95 mm)相比，该磁流天线能够被做得非常小。
注意到，此处所示的匹配电路27 (参照图8A)仅仅是一个例子，显然，只要能够执行匹配，任何电路均可被使用。虽然为了说明的方^t^见下面未示出匹配电路27，但是假定匹配电路27被连接到稍后描述的测量中的馈电点上。
半波^磁流天线的发射增益
接下来，将描述如上所述制造的磁流天线的发射增益。
图9A的说明性图例图解了当制造根据本发明每个实施例的天线时，被测量发射增益的线圏。图9B到图9E的图例均示出了图9A中所示的线圏的发射增益的测量结果。
如图9A所示，测量发射效率，使得如上述所制造的线圏23的线圏轴线垂直对齐并且作为Z轴，从基敗25朝线圏23垂直延伸的方向作为X轴，以及垂直于Z轴和X轴的方向作为Y轴。因此，可以发现线圈23充当发射元件，并且能够发射如图9B到图9E所示的谐振频率f0 (1575MHz)的电磁波。然而，本发明人旨在进一步提高发射效率(图9C到图9E中所示的XY、 YZ和ZX的三个平面的平均增益)。
图10的说明性图例图解了根据本发明每个实施例的半波长天线的磁流方向。
如图10所示，当在具有短路端的半波长线圏中产生驻波时，由线圏23产生的磁流lH具有半波长的波形。线圏23的xl和x2端变为磁流IH的波腹，而线圏23的中心O变为磁流lH的节点。磁流Ih的方向与充当
17界限的节点相反。因此，能够理解磁流Ia的上半部和磁流lH的下半部互 相抵消，其中线圏23的中心0充当界限。
在普通电流天线(例如，偶极天线)中，难以部分地反向电流的流向 以禁止相互抵消。然而，本发明人设想磁流lH的方向可以通过改变线圏 23的转动方向(绕组线26的绕线方向)来控制，从而进一步改进线圏23。 因而，本发明人根据本发明的第一实施例制造天线100。接下来，将描述 天线100。
才艮据第一实施例的天线100
图11A的说明性图例图解了根据本发明第一实施例的天线100。图 11B的图例示出了图11A中所示的天线100的驻波比的测量结果。
如图11A所示，根据本发明的第一实施例的天线100包含线圏31和 匹配电路32。
以和上述线圏23—样的方式，线圏31的一端(在端口 P2侧)短路， 并且确定绕组线26的总长度L，使得线圏31具有相应于半波长的有效长 度。此外，匹配电路32被连接到线圏31的另一端。以和上述匹配电路 27—样的方式，匹配电路32被形成为调整线圈31的输入阻抗。
像上述线圏23—样，线圏31被放到具有底面的基板25上，在所述 底面上形成地线24，并且线圈31被连接到具有用微带线形成的一端的端 口 Pl (附图中未示出)。
为了比线圏23进一步提高线圈31的发射效率，不同于线圏23,线 圏31被形成为使得绕组线26按相反的转动方向缠绕，其中线圏31的中 心O，即绕组线26的半点充当界限。即，通过在线團31的中心处颠倒转 动方向来做成线圏31。在图10所示的线圏23中，匝数为18,并且绕组 线26的转动方向全部相同。另一方面，本实施例的线圏31被形成为4吏得 如果线圏31的匝数为18，则绕组线26按顺时针方向缠绕9次到半点， 而其剩余一半按反时针方向缠绕9次。换言之，利用磁流IH的驻波的节 点位置作为界限，通过颠倒图10中所示的线圏23的绕线方向来形成线團 31。注意到，在这种情况下，也可以通过串联两个具有相反转动方向的线 團来做成线圏31。然而，两个线圏优选地被连接为使得其线圏轴线在同 一直线上对齐。
以和线圏23 —样的方式，如果从馈电点输入谐振频率f0(例如，1575 MHz)的高频信号，则磁流IH的驻波出现在线圏31中。如图11A所示，駐波中的磁流Ih的方向(也就;1说，磁场H的方向)因为线圏31的转动 方向反向，所以在线圏31中变得相同。换言之，利用磁流lH的节点位置 作为界限，通过颠倒线圈31的转动方向，可以对齐磁流lH的方向。因此， 线圏31可以禁止抵消线圏31中的磁流Ih。这样，可以进一步提高发射 效率。
此外，如从图11B中可以发现的，电压驻波比于谐振频率f0 (1575 MHz)处变小的特性没有变化。即，可以发现，即^>良向线圈的转动方 向，谐振频率fO也不改变。
注意到，通常，如果接近金属板(例如，地线24)布置电流天线使 得电流方向与金属板平行，则电流在金属板上流动，使得其干扰电流天线 的^Mt，从而导致退化的特性。另一方面，天幾100利用磁流Ih。因此， 即使接近金属板布置天线100使得磁流Ih的方向平行于金属板，磁流也 不在金属板上流动。因此，未干扰天线的操作。因而，天线100可以接近 地线24并与之平行布置。因此，天线100使得能够减少整个系统的尺寸。
根据本实施例的半波长天线100的发射增益
接下来，将描述根据本实施例的天线100的发射增益。
图12A的说明性图例图解了当测量根据本发明的第一实施例的天线 100的发射增益时的方案。图12B到图12E的图例均示出了图12A中所 示的天线100的发射增益的测量结果。
如图9A所示，测量发射效率，使得本实施例的天线100中提供的线 圏31的线圏轴线垂直对齐并且作为Z轴，>^4125朝线圏31垂直延伸 的方向作为X轴，以及垂直于Z轴和X轴的方向作为Y轴。因此，可以 发现线圏31也充当发射元件，并且能够发射如图12B到图12E所示的谐 振频率f0 (1575 MHz )的电磁波。如可以从图12B以及图12C到12E与 图9C到9E的比较看出的，与线圏23的发射增益相比，通过在线圈31 中心处颠倒其转动方向，线圈31的发射增益可提高4到5dB。
本发明人进一步进行细致研究以提高根据本实施例的天线100的发 射增益。因此，制造根据本发明的第二实施例的天线200。接下来，将描 述天线200。
根据第二实施例的天线200
图13A的说明性图例图解了根据本发明的第二实施例的天线200。图 13B的图例示出了图13A中所示的天线200的驻波比的测量结果。如图13A所示，根据本发明的第二实施例的天线200包含线圏41和 匹配电路42。
通it^长根据第一实施例的天线100中提供的线圏31的线圏长度L (参考图4A，也就是说，元件长度)来形成线圏41。更确切地说，在不 改变线圏31的内径①的情况下，通过增加线圏31的节距以延长发射元件 来形成线圏41。因此，线圏41的匝数被i殳置成16 (线圏31中为18)。 即，线圈41被形成为使得按顺时针方向将绕组线26缠绕8次到半点，并 且按逆时针方向缠绕其剩余的一半8次。此外，以和上述匹配电路27 — 样的方式形成匹配电路42以调整线圈41的输入阻抗。
根据笫二实施例的天线200的其它结构单元与根据第一实施例的天 线100的相同。因此，省略其细节说明。
此外，如从图13B中可以发现的，电压驻波比于谐振频率f0 (1575 MHz)处变小的特性没有变化。
根据本实施例的半波长天线200的发射增益
接下来，将描述根据本实施例的天线200的发射增益。
图14A的说明性图例图解了当测量根据本发明的第二实施例的天线 200的发射增益时的方案。图14B到图14E的图例均示出了图14A中所 示的天线200的发射增益的测量结果。
如图14A所示，测量发射效率，使得本实施例的天线200中提供的 线圏41的线圏轴线垂直对齐并且作为Z轴，从基板25朝线圏41垂直延 伸的方向作为X轴，以及垂直于Z轴和X轴的方向作为Y轴。因此， 可以发现，线闺41也充当发射元件，并且能够发射如图14B到图14E所 示的谐振频率《) (1575 MHz )的电磁波。从图14B以及图14C到14E与 图12C到12E的比较中可以看出，通过将线圏41形成为1.5倍于线圏31 的线圏长度L，与线圈31的发射增益相比，可以将线圏41的发射增益提 高2到3dB。
才艮据本实施例的天线200的性能
为了测量如上述所制造的本实施例的天线200的性能，天线200被安 装在市场上可得到的GPS接收器中，并且执行比较实验以比较天线200 与最初安装在GPS接收器中的、现有技术的贴片天线。
当天线200被安f^L GPS接收器中时，由于例如作为屏蔽对象的GPS接收器的影响，发射增益改变。图15A和图15B均示出了这种情况下的 发射增益。注意到，为了将天线200安^GPS接收器中，天线200被 布置为4吏得线圏41祝故平并且线圏轴线沿水平方向(X轴方向)引导。 另一方面，图16A和图16B均示出了最初安MGPS接收器中的贴片天 线的发射增益。
从图15A和图15B与图16A和图16B的比较中可以发现，就峰值增 益和平均增益而言，天线200具有与贴片天线相等的性能，并且天线200 的发射效率未降低。
接下来，测量天线200的固有噪声电平。
首先，在不连接天线的情况下串联连接50Q端子，具有23.7dB增益 和1.4dB噪声系数(NF )的低噪声放大器(LNA),以及频谱分析仪，并 且测量1575.4 MHz处的频谱分析仪的固有噪声电平。因而，固有噪声电 平为-117 dBm。在该结构中，连接天线200或贴片天线，而不是连接50 Q端子，并且以同样方式测量频谱分析仪的固有噪声电平。因而，在贴片 天线的情况下固有噪声电平为-114 dBm,在天线200的情况下固有噪声电 平为-116dBm。从该结果可以发现与贴片天线相比，天线200将针对背景 噪声的灵敏度提高2dB。
此夕卜，在GPS接收器机身被连接到天线200或被连接到贴片天线， 并且GPS接收器机身的电源为接通的状态下，以同样方式测量频谱分析 仪的固有噪声电平。因而，在贴片天线的情况下，固有噪声电平为-109 dBm，在天线200的情况下为-115 dBm。从该结果可以发现与贴片天线相 比，天线200将针对包^i殳备中电噪声的背景噪声的灵敏度提高了 6dB。
从固有噪声电平的测量中可以发现，天线200的固有噪声电平的增加 比贴片天线的小。换言之，天线200受电噪声的影响更少。
此外，电噪声的定量测量较为困难。因此，当天线200被连接到GPS 接收器时，以及当根据现有技术的贴片天线被连接到相同GPS接收器时， 测量定位当前位置所需的时间。从而，评估^^AJt卫星10接收信号的性 能。图17示出了结果。
如从狭窄十字路口(5)、高压线下(6)等等的测量结果中可以看出， 与贴片天线相比，天线200可以缩短定位当前位置所需的时间。此外，如 从图17中的十字路口( 1 )中可以发现，即使在贴片天线不能捕"RAJ造卫 星10的位置上，天线200也能捕^AJt卫星10。另一方面，天线200的发射增益基本上与贴片天线的相同。因此，从图17中所示的测量结果中还发现与贴片天线相比，天线200更少受电噪声的影响。
本领域的技术人员应当理解，根据设计需求和其它因素，可以进行各种修改，组合，子组合和变化，只要它们在所附权利要求书或其等同表述的范围内。
第一个修改的例子
图18中所示的天线300可被制造成例如具有半波长的有效波长的磁流天线。天线300包含两个线圏51A和51B。对于谐振频率犯，线圏51A和51B中的每个均具有相应于四分之一波长的有效长度。利用结合线圏23描述的方法，形成线圈51A和51B中的每个。线圈51A和51B被连接为使得当从馈电点观察时，其转动方向彼此相反，并且线圏轴线在同一直线上对齐。天线300的馈电点^Li殳置成线圈51A和51B之间的连接点。此外，与馈电点相对的线圏51A和51B的端部对地线24开路。
同样利用上述结构，可以产生磁流IH的半波长驻波。因此，线團51A和51B能够充当具有磁流lH的半波长的有效长度的发射元件。此处，分别做成并连接线圏51A和51B。然而，显然其可被整体地形成。
第二个修改的例子
在上述实施例中，描述了具有相应于半波长的有效长度的天线100和200。然而，也可以制造例如如图19所示的具有相应于四分之一波长的有效长度的天线400。天线400包含线圏51A。对于谐振频率fO，线圏51A具有相应于四分之一波长的有效长度。在这种情况下，因为线圏51A中磁流IH的方向为恒定的，所以不必反向线圏的转动方向。
利用上述结构，可以产生磁流lH的四分之一波长驻波。因此，线圏51A能够充当具有磁流IH的四分之一波长的有效长度的发射元件。
第三个修改的例子
也可以制造如图20A所示的、具有相应于一个波长的有效长度的天线500。天线500包含线圈61。利用结合线圏23描述的方法，线圏61被形成为在谐振频率f0处具有对应于一个波长的有效长度。线圏61针对每个转动方向被分成61A到61C。更确切地说，当线圏61B具有一个转动方向(例如，顺时针)时，其它线圏61A和61C具有其它转动方向(例如，逆时针方向)。换言之，利用磁流lH的节点作为界限，反向线圏61的转动方向。注意到，还可以这样形成线圏61， 4吏得线圏61A到61C被 分别形成并且顺序连接。
利用上述结构，可以产生磁流IH的一个波长的驻波。因而，线圏61 能够充当具有磁流lH的一个波长的有效长度的发射元件。此时，也可以
禁止磁流Ih的相互抵消。
注意到，在普通电流天线的情况下，如果如图20B所示形成并且4吏 用一个波长发射元件71,则发生电流I的相互抵消，并JLJL射增益减少。 难以部分地反向电流I的方向以禁止相互抵消。根据第三个修改的例子的 天线500能够禁止磁流IH的相互抵消，并且还能够具有较长的发射元件， 从而导致进一步提高的发射增益。
第四个修改的例子
在上述实施例中，空心线圏被用作一个例子。然而，本发明不局限于 该例子。例如，如图21A所示，通过围绕芯33缠绕绕组线26可以形成 线圏41，所述芯33由具有高导磁率的材料做成。可选地，如图21B所示， 通过将绕组线26嵌入芯34中可以做成线圏41，所述芯34由具有高导磁
率的材^成。线圏41中产生的位移磁流lH的量与芯的磁导率成正比。
因此，利用这种结构，天线200的增益能够被进一步提高。虽然根据第二 实施例的线圏41被用作图21A和图21B中的例子，但是另一个实施例或 修改的例子的线圏可以同样方式被用于天线制造。
此外，在上述各个实施例和修改的例子中，天线主要被用于接收设备 (通信设备的例子)。然而，很明显这些天线可被用于发送设备(通信设 备的例子)。
此外，在上述各个实施例和修改的例子中，绕组线26是铜线。然而， 通过用绝缘体套在绕组线26的表面外可以做成线圏。以这种方式套在绕 组线26外使得能够禁止由于在使用中发射元件(线圏)的短路产生的谐 振频率的变化。
此外，在如上所述的各个实施例和修改的例子中，线圈M到具有底 面的基t!25上，在所述底面上形成地线24。然而，本发明不局限于该例 子。例如，在没有基敗25介入的情况下，线圏可被直接放在地线24上。
权利要求
1. 一种天线，包括线圈，其被形成为使得所述线圈的一端短路接地或对地开路，并且当高频信号被施加到所述线圈的另一端时，产生电流驻波，其中所述线圈产生具有相应于所述高频信号的频率的磁场驻波，并且从而检测或发射具有所述频率的电磁波。
2. 如权利要求1所述的天线，其中，所述线圏具有整数倍于所述电 流驻波的四分之一波长的有效长度。
3. 如权利要求2所述的天线，其中，所述线圈的绕组线沿转动方向 缠绕，使得当产生所述电流驻波时在所述线圏中产生的磁场的方向是相同 的。
4. 如权利要求3所述的天线，其中，沿通过将所逸磁场驻波中的节 点设置为界限而反向的转动方向缠绕所述线圏的绕组线。
5. 如权利要求4所述的天线，其中 所述线圏的一端被短珞接地，所述线圏具有作为所述电流驻波的半波长的有效长度，以及沿通过将所述绕组线的总长度的半点设置为界限而反向的转动方向 缠绕所述线圈的绕组线。
6. 如权利要求1所述的天线，其中，所述线圏的绕组线围绕具有高 导磁率的芯的表面缠绕，或被嵌入所述芯。
7. 如权利要求1所述的天线，其中，所述线圏的绕组线的长度被调 节到当施加所述高频信号时产生电流驻波的长度。
8. —种通信i殳备，包括线圏，其被形成为使得所述线圏的一端短#地或对地开路，并且当 高频信号4皮施加到所述线圏的另一端时，产生电流驻波，其中所述线圏产生具有相应于所述高频信号的频率的磁场驻波，并且从而 检测或发射具有所述频率的电磁波。
9. 一种天线制造方法，包括步骤将充当发射元件的线圏的 一端对地短路或开路；将高频信号施加于所述线圏的另一端；以及调整所述线圏的绕组线的长度，4吏得由所述高频信号在所述线圏中产 生电流驻波。
全文摘要
天线、通信设备、天线制造方法。天线包含线圈，该线圈被形成为使得所述线圈的一端对地短路或开路，并且当高频信号被施加到所述线圈的另一端时，产生电流驻波。线圈产生具有相应于高频信号的频率的磁场驻波，并且从而检测或发射具有所述频率的电磁波。
文档编号H01Q7/00GK101459280SQ20081018515
公开日2009年6月17日 申请日期2008年12月11日 优先权日2007年12月12日
发明者和城贤典 申请人:索尼株式会社