专利名称：电动力汽车电源管理系统的制作方法
技术领域：
本发明属电力电子技术制造领域，尤其涉及到一种电动力汽车一体化电源管理系统。
背景技术：
锂电池具有无记忆效应、比能量高、循环使用次数高、体积小、重量轻的优点，是电动摩托车、轻型电动汽车及混合动力汽车等应用领域的首选电池类型。然而，由于生产工艺、材质等的细微差异、不同生产批次等原因，单体电池的电气性能发生差异是必然结果。 这些差异在多节电池串联的应用场合不仅会使串联电池组的容量变小，甚至还可能造成严重的过充电、过放电等安全隐患，严重失衡时可能会造成单体电池内部出现热点，这是非常危险的。其次，串联电池的失衡会大大缩短单次充电后的使用时间，以三节串联的失衡电池组为例，假定充电时A电池剩余80%容量，B电池剩余40%容量，C电池剩余60%容量；当A 电池充满100%时，B电池容量刚提升到60%，C电池容量为80%，此时停止充电将造成B电池和C电池尚未充满电的现象；反之，该串联电池组用于放电操作时，由于下限电压保护的钳制，当B电池放电至0%容量时，A电池尚存有40%容量，C电池存有20%容量，出现电池 A和电池尚未放完电现象，大大降低了串联电池组的能量利用率。由此可见，凡使用串联形式的锂动力电池(或任何其它类型电池)、以及大容量超级电容为动力或辅助动力的场合， 在电能的补充或电能释放过程中，对串联储能组件中的任一单体储能器件实行独立均衡控制是极其必要的，也是纯电动力及混合动力汽车应用领域必须解决的主要技术之一。对多节串联动力电池组中各单体电池实现合理的均衡充放电操作，关键是设计出合理而又简便的解决由多节电池串联所带来的多参考电位的技术方案。采用差分电路对各单体电池电位进行转移、或采用光耦进行光电隔离，是目前广泛采用的实现多参考电位归一化的技术手段，这意味着在控制系统设计方案中包含了大量的比较电路、光耦、以及多路独立工作电源。其次，目前大多数设计方案仅涉及到对多节串联电池组中各单体电池实行均衡监控，而未考虑均衡控制与充电能量供应环节间的相互约束关系。理想的多节串联锂动力电池组充放电管理系统，应合并考虑均衡控制系统、充电能量供应系统、应用场合等因素。合理的充放电管理系统的实现目标是1.能量快速补充， 2.安全高效，3.充放电操作过程中对各单体电池的损伤最小，4.按各单体电池的实际物理容量得到恰如其分的能量补充和发挥。为此1.合理的充放电管理系统在对串联电池组的充电过程中，应具有识别串联电池组中是否存在端电压等于或高于均衡放电电压设定值的单体电池的能力，并在基本不干扰整体串联电池组充电操作的前提下，对该单体电池实施均衡放电。在充电电流和均衡放电电流不对称的情况下，例如在大电流充电、较小的均衡放电电流场合，即便设置了均衡放电电路，其均衡效果也只具象征性意义；解决的途径是a.设计大电流均衡放电电路，b.在发生均衡放电操作的同时降低充电电流的幅值，使得被实施均衡放电操作的单体电池的端电压上升速率被大大减低。事实上，只要充电电流大于均衡放电电流，被实施均衡放电的单体电池的端电压仍将随充电进程而盘升，因此，在对串联电池组充电时，合理的充放电系统须对单体电池设定均衡放电电压和上限电压二个判断值，只要发生任一单体电池的端电压达到了设定的均衡放电电压值，启动对该单体电池的均衡放电操作；在均衡放电电流小于充电电流的情况下，当任一单体电池的端电压达到了设定的上限电压值，即刻暂停充电操作，并保持对该单体电池的均衡放电，直到该单体电池的端电压回复到设定的均衡放电终止电压值以下时，重新启动充电操作。2.串联电池组用于放电操作时，尤其用于交通工具的场合，因串联电池组中某一单体电池端电压降至下限电压而导致供电突然终止，是不合理的放电监管方案；合理的充放电管理系统在向外负载提供能量时，在发生任何单体电池的端电压下降到临近下限值之前，应及时给出即将终止供电的持续提示，即设置下限预警电压判断；当任何单体电池的端电压下降至下限电压值时，即刻终止放电操作，即下限电压判断。3.串联电池组对外负载放电操作时，合理的充放电管理系统还应具有识别最先达到下限电压值的具体单体电池的能力；在充电操作时，除了对达到均衡放电电压值的单体电池执行均衡放电外，对未达到均衡放电电压值的电池继续执行充电操作，同时应记录各单体电池在充电过程中达到均衡放电电压值所经历的时间。充放电管理系统根据充电过程中各单体电池达到均衡放电电压值的先后次序、以及在放电过程中最先下降到下限电压值的单体电池的信息，对各单体电池的电气性能做出评估。通常，充电过程中明显率先于其它单体电池达到均衡设定电压值、放电过程中明显提前于其它单体电池下降到下限电压值的单体电池，具备了被替换的充分理由。4.在对串联电池组执行充电操作时，合理的充放电管理系统应具有根据串联电池组各单体电池的电气状况调节充电方式的能力。如果串联电池组中所有单体电池的端电压均介于下限电压和均衡放电设定电压值之间，充放电系统将工作在峰值限流充电的电流环控制模式。在该控制模式下，只要发生任何单体电池达到均衡放电电压值时，意味着串联电池组中各单体电池的端电压已基本接近均衡放电电压值，因此充电系统除了对达到均衡放电设定值的单体电池实行均衡放电操作外，充电电流应发生递减；随着充电过程的进行，达到均衡放电电压设定值的单体电池的数量将增多，充电电流也应随之而发生持续的递减。 当串联电池组中所有单体电池都达到了均衡放电电压值(或者曾发生过均衡放电操作)， 此时的最大充电电流将被限制在最终的、经多次递减的较小的电流控制值，直至充电过程结束。5.适用于交通工具的合理的充放电控制系统还应具有CAN通信能力，通过CAN总线将串联电池组中各单体电池的电气参数(包括当前端电压、当前充放电电流、温度等)与其它设备实现信息交换；充放电系统还应具有强大的充电电流输出能力，尽可能快速地恢复串联电池组中各单体电池的能量。在常规应用范围内，充放电系统所采用的技术原则上对串联电池的节数具有足够宽的容限；此外，不论充放电系统处于充电或放电状态、或用电设备闲置期间，对与之连接的串联电池组的能量泄漏影响应足够小。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种电动力汽车电源管理系统，用于实现上述的一个或多个目标。
本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种电动力汽车电源管理系统，用于管理一串联电池组的充电和放电，电源管理系统包括充电控制子系统、放电驱动子系统和电池均衡控制子系统。电池均衡控制子系统用以根据串联电池组端电压、各单体电池物理量的采样控制充放电过程，并且为所述充电控制子系统和所述放电驱动子系统提供控制指令。该电池均衡控制子系统的输入端与串联电池组各单体电池的引出电极一一连接，并且与充电控制子系统的输出控制信号连接。充电控制子系统用以在充电操作时为串联电池组提供充电电源，充电控制子系统的输入端与交流工网连接，控制输入端与串联电池组端电压的取样输出、充放电电流的取样输出、电池均衡控制子系统的输出连接。放电驱动子系统用以对串联电池组中达到均衡放电电压值的单个或多个单体电池执行大电流均衡放电，放电驱动子系统的选通输入端与电池均衡控制子系统的输出、充电控制子系统的输出信号连接，并以多路输出的方式分别与串联电池组中的各单体电池并联连接。上述电池均衡控制子系统包括电阻分压选通单元和微处理器单元，电阻分压选通单元以预定的分压比，在各单体电池的正极引出端及电池均衡控制子系统的参考地之间， 用电阻分压器进行分压。微处理器单元的A/D端口采样各单体电池电阻分压器上的电压、 充放电电流信号、各单体电池的温度、串联电池组端电压、以及充电控制子系统提供的基准源输出；所述微处理器单元的输出信号与充电控制子系统的控制输入端和放电驱动子系统的选通输入端连接。上述放电驱动子系统包括放电选通单元和放电驱动单元，放电选通单元的译码输入端与微处理器单元的输出连接，放电选通单元的输出端与放电驱动单元顺序连接。放电驱动单元包括多路放电驱动电路，放电驱动单元的输出与对应的单体电池一一并联连接。 放电选通单元用以选通、锁定、或解锁放电驱动单元的一路或多路放电驱动电路。上述充电控制子系统包括工网输入单元、移相谐振全桥变换器单元、以及模式控制单元。工网输入单元与工频交流电网连接，用以对交流工网电源实行整流及滤波，输出平直的高压直流电源；该高压直流电源连接移相谐振全桥变换器单元。移相谐振全桥变换器单元的的控制输入端与模式控制单元及微处理器单元的输出信号连接。移相谐振全桥变换器单元输出的充电电源的正极通过防反充二极管与串联电池组中相对电位最高的单体电池的正极引出端连接，充电电源的负极与电池均衡控制子系统的参考地连接，并通过电流取样电阻与串联电池组中相对电位最低的单体电池的负极引出端连接。模式控制单元的控制输入端与微处理单元、串联电池组端电压的分压取样信号、 充放电电流取样电阻上的电流取样信号连接。模式控制单元的输出控制信号分别与移相谐振全桥变换器单元相应控制信号输入端、微处理器单元的I/O端口、中断口、及A/D采样输入端连接。电源管理系统还包括一辅助供电子系统，其包括AC-DC变换单元和DC-DC变换单元。AC-DC变换单元的输入端与工网输入单元的直流高压输出连接，所述AC-DC变换单元的第一输出端与DC-DC变换单元的输入连接，第二输出端为15伏稳定直流，15伏稳定直流电源为移相谐振全桥变换器单元提供工作电源。DC-DC变换单元的输入端通过防反充二极管与串联电池组的正极连接，DC-DC变换单元的输出为电源管理系统提供数字工作电源。上述微处理器单元根据采样的各单体电池电阻分压器上的电压、充放电电流信号、各单体电池的温度、串联电池组端电压依次执行下述充电模式充电电流为峰值电流的峰值电流充电模式；以及充电电流介于一微电流范围，充电电压为恒定的恒压限流充电模式。在上述峰值电流充电模式中，若检测到端电压低于一下限的单体电池，且未检测到端电压高于一上限的单体电池，微处理器单元暂停峰值电流充电操作，而进行电流值为额定充电电流的1/16的预充电，直到所有单体电池的端电压介于该上限和该下限之间。在上述峰值电流充电模式中，若检测到端电压低于一下限的单体电池，且检测到端电压高于一上限的单体电池，微处理器单元暂停峰值电流充电操作，而对高于上限的单体电池进行均衡放电操作，直到其端电压不大于该上限，然后进行电流值为额定充电电流的1/16的预充电，直到所有单体电池的端电压介于该上限和该下限之间。在上述峰值电流充电模式中，微处理器单元的充电电流根据端电压大于一上限单体电池的数量逐渐减小充电电流，并且对端电压大于该上限单体电池进行均衡放电操作。微处理器单元可包括CAN总线接口，以完成各单体电池的端电压、温度、实时充放电的电流值、以及各单体电池充放电时达到均衡放电电压值或下限电压值所需的时间等信息与其它设备间的交换。由于采用了上述的技术措施，本发明的效果是明显的1.采用电阻分压器实现串联电池组单体电池控制所导致的多参考电位的归一化， 具有实施简单、价格低廉、电气性能稳定可靠的特点；电阻分压器与电池均衡控制子系统的参考地之间设置了开关，以便对电阻分压器和微处理器的供电返回点实施控制，只有接通开关，才能起动系统。2.利用微处理器完成对串联电池中各单体电池的各种电气参数采样、运算，大大扩展了本发明适用于各类电池的适应性，并提高了系统的稳定性。3.对串联电池组实行大电流均衡控制可大大提高串联电池组的使用率，提高充电电流以实现快速充电、提高电池的单次使用率及延长使用寿命。4.对串联电池组中各单体电池动态充放电状况的采样、对比、运算得到各单体电池的电气性能，降低了串联电池组的维护工作量，为用户节省了维护成本。5.本发明可以方便地实现与采用CAN控制总线的小型汽车的控制系统对接，并成为控制系统中的一个节点。6.采用递减式充电控制可大大提高电能的利用率，有效排除了因急充而导致电池过充损坏的因素。7.采用递减式充电控制可大大提高电能的利用率，有效排除了因急充而导致电池过充损坏的因素。8.采用移相谐振全桥变换器器，使用超微晶磁芯，可大幅提高大功率直流电源的效率和安全性。9.根据本发明所述的原理，原则上对串联电池的数量没有限制。10.本发明所述的原理可适用于各类串联电池的均衡充电，如铅酸电池、镍氢电池。11.如果以C8051F040微处理器为内核，嵌入经激光修正的电阻分压网络，本发明的电池均衡控制子系统极易构造成嵌入式专用集成电路。
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式
作详细说明，其中图1是本发明的一实施例的汽车一体化电源管理系统结构框图。图2A-2G是本发明一实施例的汽车一体化电源管理系统的电路图，其中图2A是电源管理系统的放电选通单元电路图；图2B是电源管理系统的放电驱动单元电路图；图2C是电源管理系统的微处理器单元电路图；图2D是电源管理系统的电阻分压选通单元电路图；图2E是电源管理系统的工网输入单元电路图；图2F是电源管理系统的移相谐振全桥变换器单元电路图；图2G是电源管理系统的模式控制单元电路图；图2H是电源管理系统的AC-DC变换单元和DC-DC变换单元电路图。
具体实施例方式图1是本发明的一实施例的汽车一体化电源管理系统结构框图。图2A-2G是本发明一实施例的汽车一体化电源管理系统的电路图。需要说明的是为了充分阐述本发明的原理，在附图所示的实施例中，所涉及的数字化处理技术内容采用了分立数字集成电路表达。然而事实上，在实施本发明时，除P87C591微处理器和集成模拟开关IICl (DG407)、 1IC2 (DG407)、2IC5(DG413)外，其余的数字化处理内容均可由一片XC2C64A-CP56可编程逻辑控制集成电路所担任。在一个实施例中，系统的主要指标为16节额定电压4. 1伏、容量为120 300AH 的串联锂动力电池组，设计峰值充电电流60安培，充电截止电流2A。单体锂电池的上限端电压通常为4. 25 4. 35伏，下限端电压为2. 5伏，为安全起见，设定单体电池的上限电压为4. 096伏，下限预警电压为3. 0伏，下限电压为2. 7伏。对该16节串联电池组进行编号， 将端电压相对控制系统参考地最低的(串联电池组中的电压最低端)的单体电池编号为 BT1，依此向上编号，直到最顶部的单体电池(串联电池组中相对电压最高端)编号为BT16。首先参照图1所示，电源管理系统包括电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、 放电驱动子系统3、以及辅助供电子系统4。电池均衡控制子系统1用以实现对系统工作模式的判别、对串联电池组及各单体电池在充放电过程中的电气参数(包括串联电池组端电压、各单体电池的端电压、充放电电流、温度等)进行实时采样、运算比较、监控，并根据运算比较值对充电控制子系统2及放电驱动子系统3发出相关控制指令。电池均衡控制子系统1的输入端与串联电池组中各单体电池的电极引出端、各单体电池的温度传感信号连接，电池均衡控制子系统1的输入端还与充电控制子系统2的输出控制信号连接。电池均衡控制子系统1的输出端与充电控制子系统2的控制输入端、放电驱动子系统3的选通输入端连接。在一个实施例中，电池均衡控制子系统1的输出端还可通过CAN收发器以CAN协议规则与其它设备连接。充电控制子系统2的输入端与交流工频电网连接，充电控制子系统2控制输入端与电池均衡控制子系统1的输出控制信号、串联电池组端电压取样信号Vct、充放电电流取样信号Vtl连接。充电控制子系统2的输出包括大功率充电电源及控制信号。其中充电控制子系统2输出的大功率充电电源的正极通过防反充二极管OD11，请参见后述内容)与串联电池组正极引出端连接，其负极输出通过电流取样电阻(1R33，请参见后述内容) 与单体电池BT1的负极引出端连接。充电控制子系统2输出的控制信号分别与电池均衡控制子系统1的输入端及放电驱动子系统3的输入端连接。放电驱动子系统3的输入端与电池均衡控制子系统1的输出端和充电控制子系统 2的输出控制信号连接，其输出以多路驱动输出方式与各单体电池分别并联连接。辅助供电子系统4用以对电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、放电驱动子系统3提供稳定的直流工作电源，其输入端与交流工频电网的直流高压输出端连接，并通过防反充二极管GD5，，请参见后述内容)与串联电池组的正极端连接，输出与电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、放电驱动子系统3的供电端连接。下面继续参阅图1并结合图2Α-2Η的电路原理图描述本发明一实施例的电源管理系统。电池均衡控制子系统1包括电阻分压选通单元5和微处理器单元6。请参照图2Β、 2D所示，电阻分压选通单元5的输入端通过16对电阻分压器，分别与串联电池组中各单体电池的引出端连接。例如其中一路输入端通过电阻1R1、1R2组成的电阻分压器连接到单体电池ΒΤ1，从而引出电压分压VI。电阻分压选通单元5输出端与微处理器单元6的采样输入端顺序连接。微处理器单元6的电路图参照图2C所示，微处理器单元6的I/O端口、A/ D采样端口、中断端口分别与充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10及模式控制单元9的相关输出信号连接，微处理器单元6的输出与放电驱动子系统3的放电选通单元 7的选通输入端、充电控制子系统2的模式控制单元9、移相谐振全桥变换器10的控制输入端连接。放电驱动子系统3包括放电选通单元7和放电驱动单元8。放电选通单元7的电路图参照图2Α所示。放电选通单元7的选通输入端与微处理器单元6的输出连接，其输出端与放电驱动单元8的选通输入端顺序连接。放电驱动单元8的选通输入端还与充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10的相关输出控制信号连接。参照图2Β所示，放电驱动单元8由16路独立的放电驱动电路组成，该16路独立的放电驱动电路被编号为FDp FD2.......FD16，其输出分别与对应编号为Β \、ΒΤ2.......BT16的单体电池连接。充电控制子系统2包括工网输入单元11、移相谐振全桥变换器单元10、以及模式控制单元9。工网输入单元11的电路图参照图2Ε所示。工网输入单元11的输入端与交流 220伏电网连接，其输出端与移相谐振全桥变换器单元10、辅助供电子系统4的AC-DC(交流到直流)变换单元12的输入端连接。移相谐振全桥变换器单元10的电路图请参照图2F 所示。移相谐振全桥变换器单元10的输入端与工网输入单元11的输出顺序连接，移相谐振全桥变换器单元10的控制输入端与模式控制单元9的相关输出信号、微处理器单元6的相关输出信号连接。模式控制单元9的电路图请参照图2G所示。模式控制单元9的控制输入端与微处理器单元6的输出、串联电池组端电压的电压取样信号Vct、充放电电流取样信号Vtl连接，模式控制单元9的输出端与移相谐振全桥变换器10、以及微处理器单元6的相关控制输入端连接。
辅助供电子系统4包括AC-DC变换单元12和DC-DC变换单元13，其电路图请参照图2H所示。AC-DC变换单元12的输入端与工网输入单元11的直流高压输出端连接， AC-DC变换单元12的输出端与DC-DC变换单元13的输入端、移相谐振全桥变换器10的供电输入端顺序连接。DC-DC变换单元13的输入端还通过防反充二极管(4D5，请参见后述内容)与串联电池组的正极连接，以便在串联电池组放电操作时为相关单元继续提供工作电源。AC-DC变换单元12输出的+15伏直流电源为充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10提供工作电源，DC-DC变换单元13输出的-5伏为模式控制单元9的数控增益电路提供负偏置电源，+5伏为模式控制单元9、放电驱动单元8、微处理器单元6、放电选通单元 7等提供工作电源。本发明上述实施例的均衡充放电系统的工作过程是Si.获得各电池BT16、BT15......BT1的绝对电压。联动开关1K1-1 1K1-2处于断开状态时将完全脱开所有的电阻分压器，从而完全排除了因电阻分压器引起的对串联电池组的泄流。当联动开关1Κ1-1、1Κ1-2闭合时，微处理器1IC5 (P87C591)开始工作，并随即发出低电平Vfs信号，移相谐振控制器2IC1 (型号为UCC3895，后文中括号内的标号也表示型号)被封锁；随后，微处理器1IC5(P87C591)对系统中需要初始化的单元发出清零信号，系统稳定后，微处理1IC5(P87C591)的A/D采样输入端采样移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的1^^4脚)是否有+5 (R)伏基准输出；若 +5 (R)伏存在，则系统进入充电状态，反之进入放电状态。假定系统处于充电状态微处理器1IC5(P87C591)采样串联电池组端电压及各单体电池的电压及温度状态，并根据采样值确定移相谐振全桥变换器10的工作模式(峰值电流或恒压限流控制模式)，对模式控制单元9送出充电电流值编码信号；然后，撤除对移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的封锁信号 (使Vfs跃变为高电平)，移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)进入软起动，并开始对串联电池组充电。串联电池组各单体电池的引出端分别连接简单的、分压比取决于单体电池在串联电池组中位置、以电池均衡控制子系统1参考地为参考点的电阻分压器，即在各单体电池的正极引出端和控制系统的参考地之间串接二个电阻，与单体电池正极引出端连接的电阻定义为上分压电阻，与控制系统参考地连接的电阻定义为下分压电阻，上、下分压电阻各自的另一端两两连接；下分压电阻与上分压电阻的比值定义为分压比，分压比依据各单体电池
在串联电池组中的位置确定。在16个下分压电阻上得到的V16、V15.......V1分压值，分别
对应编号为BT16、BT15.......BT1的单体电池的下分压电阻上相对控制系统参考地的电压
差。串联电池组中的单体电池BT1的负极引出端与电流取样电阻1R33连接，并通过电流取样电阻1R33与电池均衡控制子系统1的参考地连接；电流取样电阻1R33上得到的相对于控制系统参考地的电压信号反映了充放电电流的大小，记为％。因为串联电池组中各单体电池在下分压电阻上的电压差与系统的参考地是一致的，如此，便实现了因实施串联电池组均衡控制而产生的多参考点的归一化。为了使各下分压电阻上的电压差处于后述的A/D 转换的参考电压范围内(本发明中A/D转换的基准电压取4. 096伏)，所以分压比的取值根据单体电池在串联电池组中的位置不同而变化。微处理器1IC5(P87C591)对各单体电池的下分压电阻上的电压降执行A/D采样转换，完成模拟电压数据的数字化；数字化后的数据组经微处理器1IC5(P87C591)对之执行分压比的逆运算(即执行二进制的乘法运算)，得到各单体电池正极引出端相对于控制系统参考地、以二进制表示的绝对电压数组；随后，对数据组中的各相邻数据执行两两相减，即在本例中以代表单体电池BTl6的正极端电压V16 的二进制数据减去代表单体电池BT15的正极端电压V15的二进制数据，以代表单体电池BT15 正极端电压V15的二进制数据减去代表单体电池BT14正极端电压V14的二进制数据，直到以代表单体电池BT1的正极端电压V1的二进制数据减去电流取样电阻1R33对控制系统参考
地的电压差Vtl的二进制数据，得到的16个差值就是电池BT16、BT15......BT1的以二进制表
达的绝对电压。S2.在串联电池组充电过程中，微处理器1IC5(P87C591)通过CAN端口定时发送各单体电池的端电压、充电电流、温度、以及各单体电池达到均衡放电电压值4. 0伏所经历的时间的信息。S3.进行基准电流的第一阶段充电。系统处于第一阶段充电状态时，微处理器1IC5(P87C591)首先对得到的以二进制表达的16节单体电池的绝对电压与设定的均衡放电电压值4. 0伏、上限电压值4. 096 伏、以及下限电压值2. 7伏执行比较操作。在该阶段充电期间，只要发生任何单体电池的端电压达到或超过4. 096伏，充电操作被暂停，放电驱动电路对该单体电池执行大电流均衡放电操作，直到该单体电池(或多个达到4. 096伏上限电压的单体电池)的端电压回复到3. 9伏以下，重新恢复充电操作，但整个充电期间的峰值充电电流被限定为1/16峰值电流值。当串联电池组中存在某单体电池的端电压低于下限电压值2. 7伏时，微处理器 1IC5 (P87C591)通过模式控制单元9将起始充电电流控制在1/16峰值电流的微电流充电模式，直到该单体电池的端电压上升到2. 7伏以上，重新恢复充电操作。当串联电池组中即存在达到4. 096伏上限电压的单体电池，又存在低于2. 7伏下限电压的单体电池时，充电控制服从于存在单体电池达到上限电压时的处理模式。当串联电池组中所有的单体电池的端电压处于2. 7 4. 0伏之间时，系统进入正常的第一阶段充电，微处理器1IC5(P87C591)将根据达到或曾经达到过均衡放电电压值的单体电池的节数，对模式控制单元9发出充电电流编码信号，模式控制单元9对该控制信号译码后，控制移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的充电电流幅值。S4.当串联电池组中所有的单体电池均达到过4. 0伏(即所有的单体电池均被设施过均衡放电操作)时，系统进入第二阶段充电操作，单体电池的上限控制端电压被调整为4. 096伏，均衡放电结束电压调整为4. 056伏，充电电压恒定于65. 0伏，充电电流被限制在2A 1。/16的范围内。在第二阶段充电操作中，当任何单体电池的端电压达到4. 096伏时，将被实施均衡放电操作，直到该单体电池的端电压下降到4. 056伏以下；并且系统的充电操作将不再被终止，因为在此阶段中的充电电流已远小于均衡放电电流。当串联电池组的总端电压达到了 65. 0伏、并且充电电流下降到了 2A时，充电结束。S5.当系统处于放电状态时，对各单体电池无需作上限监控，仅对临界下限(单体电池端电压介于3. 0 2. 7伏之间)和2. 7伏下限值监控，即在放电状态时，串联电池组中任何单体电池的端电压低于3. 0伏或在3. 0 2. 7伏间时，系统发出即将终止供电的连续报警信号；当任何单体电池的端电压低于2. 7伏时，系统终止放电。在对外负载放电状态时，微处理器1IC5(P87C591)将定期发送各单体电池的端电压、放电电流、温度、以及放电过程中率先达到下限电压值的单体电池的信息。本发明的一实施例采用移相谐振全桥变换技术为串联电池组提供高功率充电电能。选用UCC3895移相谐振控制器作为移相谐振全桥变换器单元10的主控芯片OIC1)，通过控制UCC3895(2IC1)的反馈方式，使之的工作模式在电流阶段递减的峰值电流、恒压限流充电模式间切换。充电电流的阶段递减控制是通过以下途径来实现的根据UCC3895集成电路的特性，该芯片的电流取样输入端CS(脚12)内部对应了二个电流比较器，其中比较器A用于峰值电流限流控制，比较器B用于过流控制；当输出电流取样值在电流取样输入端 CS (脚12)上呈现2. 0伏，并且UCC3895工作在峰值电流控制状态，当且仅当变换器的工作状态发生异常(例如输出短路)，例如由于某种原因使得电流反馈值达到或超过2. 5伏时， UCC3895的工作将被封锁，并重新产生一次软启动。根据一实施例输出60安培峰值充电电流的设计要求，在移相谐振全桥变换器10的充电输出端的电流回流母线上串接0. 0014欧母的电流取样电阻1R33(由4只5. 6毫欧2瓦的无感电阻并联)，则充电电流达到60安培时，电流取样电阻1R33上产生0. 084伏的电流取样电压值Vtl，Vtl被模式控制单元9中的电压增益为12倍的输入放大器2IC8D (0PA4227)、及数字控制可变增益放大器2IC7 (TCL6910-2) 放大，其输出Iw被连接到UCC3895的电流取样输入端CS(脚12)。当串联电池组中所有单体电池的端电压均处于2. 7 4. 0伏之间、并且所有的单体电池未被实施过均衡放电操作时，微处理器单元6向数字控制可变增益放大器2IC7(TCL6910-2)的3位数字编码输入端 (脚5、6、7)送出G0G1G2 = 001控制码，数字控制可变增益放大器2IC7 (TCL6910-2)工作在增益为2的状态，因此呈现在移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)电流取样输入端CS (脚12) 上的Iw信号幅值恰好为2伏，移相谐振全桥变换器单元10工作在输出60安培充电电流的峰值电流模式。当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均衡放电电压值4.0伏时，微处理器单元6向数字控制可变增益放大器2IC7(TCL6910-2)的3位数字编码端(脚5、6、 7)送出(^G1G = 010，数字控制可变增益放大器2IC7(TCL6910-2)工作在增益为4的状态， 因此其输入端仅需0. 5伏信号，输出即为2伏；换句话说，此时只要充电电流达到30安培、 在电流取样电阻1R33产生0. 042伏的取样电压，即可在移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的 CS端(脚12)产生2伏的输入信号，由此实现了当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均衡放电电压值时，充电电流减半的目的；本发明后述的其它充电电流递减倍率变化的原理可依此类推。需要说明的是上述工作模式基于第一阶段充电操作，在第二阶段充电操作期间，充电电流将始终被钳制在2A 1。/16峰值电流值之间。 系统起动并处于第一阶段充电状态时，只要存在未被均衡放电操作过的单体电池，移相谐振控制器2IC1(UCC38%)将始终工作在峰值电流控制模式，仅当串联电池组中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作，移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)被切换为恒压限流控制方式。UCC3895是一款既可工作于电流环控制模式又可工作于电压环控制模式的移相谐振控制器，用于电流环控制时，其补偿端RAMP(脚3)需引入电流反馈信号；而用于恒压限流控制时，应将锯齿波定时端CT (脚7)的锯齿波引到补偿端RAMP (脚3)，并断开电流反馈信号。本发明对移相谐振控制器2IC1(UCC38%)的反馈控制模式切换是通过下述方式实现的系统处于第一阶段充电状态，微处理器1IC5(P87C591)送出Modi = 1信号，经数字反相器2IC11A(74HC04)反相后形成Mqd2 = 0，因此集成模拟开关2IC5 (DG413)的通道1 被开通，通道2被断开；电流反馈信号Iw通过集成模拟开关2IC5(DG413)的通道1及电阻 2R18与移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的补偿端RAMP (脚幻连接，因此移相谐振控制器 2ICKUCC3895)工作于峰值电流模式。当串联电池组中所有的单体电池被实施过均衡放电操作时，微处理器1IC5(P87C591)送出Mqdi = 0信号，集成模拟开关2IC5 (DG413)的通道1 被断开，通道2被接通，即移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的补偿端RAMP(脚3)与反馈电流信号‘间的连接被断开，并且由于Mffll2= 1，从而移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的补偿端RAMP(脚幻与其锯齿波定时端CT通过电阻2R18接通，移相谐振控制器2IC1 (UCC3895) 从峰值电流模式切换为恒压限流控制模式。在第一阶段充电状态时，移相谐振全桥变换器10的输出充电电压将跟随串联电池组端电压的上升而上升；反之，在第二阶段充电状态时，移相谐振全桥变换器10输出 65. 0伏恒定充电电压。根据实施例设计条件16节串联电池组的最低电压为43. 2伏O. 7 伏X 16 = 43. 2伏)、上限电压为65.讨伏(4. 096伏X 16 = 65. M伏)，基于UCC3895的锯齿波电压增幅在0. 8 2. 36伏范围的事实，串联电池组端电压的电压取样信号Vct的幅值设计在1.35 2.0伏的范围，Vcy由电阻2R12(56K)和2R13(1K8)分压而得；因此，串联电池组端电压为43. 2伏时，对应1. 35伏的电压取样信号Vct，串联电池组端电压达到65. 0伏时， 对应2.0伏的电压取样信号Vct。当系统处于第一阶段充电状态时，微处理器1IC5(P87C591) 送出Modi = 1信号，移相谐振控制器2IC1(UCC38%)被置于峰值电流控制模式，可关断运算放大器2IC9B(MAX433!3)被使能；移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压跟随串联电池组端电压变化是通过下述方式实现的流经串联电池组的充电电流通过电流取样电阻 1R33获得电流取样信号V0 ；V0经运算放大器2IC8D (0PA4227) 12倍放大后，被馈送至数字可编程增益放大器2IC7 (TCL6910-2)的输入端(脚幻，再次被实施放大后形成电流反馈控制信号Iw ；Iov信号被直接馈送至移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的CS端(脚12)、模拟集成开关2IC5(DG413)的通道1的数据输入端Dl (脚2)、微处理器1IC5 (P87C591) A/D转换端 (脚8)，Iov信号还经电阻2R17.2R24.2R40分别与移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的ADS 端(脚11)、集成比较器2IC4:B(LM193)、运算放大器2IC8:C(0PA4227)的同相端(脚10) 连接。因某种原因使得充电电流Im未达到当时的设定值，则Iw小于2. 0伏，设VVov是基准2. 0伏与Iw间的差值，经运算放大器2IC8:C(0PA4227)差分运算
后输出-3^(^，可关断运算放大器2扣9:8(默乂4333)的输出Vfki为2. 0+3，该输
出通过电阻2R47送至移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的电压反馈输入端EAP (脚20)，从而弓I起移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压Vott上升，充电电流Iw上升，反之亦然。当串联电池组中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作时，系统将从第一阶段的峰值电流充电模式转换为第二阶段的恒压限流充电模式，在该充电阶段，充电电压 Vqut将始终被控制在65.0伏，而充电电流被限制在2A 1。/16的范围。该充电模式是通过下述方式实现的微处理器1IC5(P87C591)送出Mqdi = 0信号，可关断运算放大器 2IC9:A(MAX4333)被使能；同时，模拟集成开关2IC5 (DG413)的通道1被禁止，通道2被使能，因此移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的RAMP端(脚3)与电流反馈信号Iw断开，该 RAMP端(脚幻通过模拟集成开关2IC5(DG413)的通道2及电阻R18与移相谐振控制器 2ICKUCC3895)的CT端(脚7)连接，移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)被置于恒压限流控制
模式。假如某种原因使得充电电压Vot低于65. 0伏，引起Vcy小于2. 0伏，设VVey为基准 2. 0伏与Vct间的差值，因此差分放大器2IC8:B(0PA4227)的输出Vdf2为-3 Wcy,由此，可关断运算放大器2IC9:A(MAX4333)的输出Vfk2为2. 0伏+3 VVey,该输出通过电阻2R46送
至移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的电压反馈输入端EAP Q0)，从而引起移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压Vott上升，反之亦然。系统处于充电状态时，本发明采用多重监控方法防止串联电池组、各单体电池发生过压或过流。防止各单体电池发生过压的方法是采取大电流均衡放电及递减式减流充电技术，以及设置均衡放电及上限电压二个监控值。事实上，在大电流充电的场合，只要均衡放电电流值小于充电电流，即便对达到均衡放电电压的单体电池实施均衡放电，该单体电池的端电压仍将继续上升。采取大电流均衡放电及递减式减流充电技术的目的是减缓处于均衡放电的单体电池的电压上升速率，设置均衡放电及上限电压二个监控值的目的是在单体电池达到上限电压而发生频繁暂停充电之前，提前对该单体电池实施均衡放电操作， 提高充电操作的连续性。防止各串联电池组端电压过压的方法是串联电池组端电压的取样信号V·信号被馈送至微处理器IIC5(P87C591)A/D采样端和比较器2IC4A(LM193)反相端，假如由于某种原因使得串联电池组的端电压超出66.0伏，则将引起串联电池组取样电压Vcy上升，Vcy经2IC6 (0PA27)跟随，形成电压误差信号Veee ；当Veee达到2. 1伏时，引起模式控制单元的集成比较器2IC4:A(LM193)反转，2IC4A (LM193)的输出由高电平反转为低电平，从而启动集成单稳态2IC12A(74HC123)，2IC12A(74HC123)的Q输出端(脚13)输出高电平M_，Q-输出端(脚4)输出低电平Vinci ;MOT4信号将选通模拟开关2IC5(DG413)的通道4，其接地的输入数据D4(脚7)被传递到其输出端(脚6)，因此Vw信号为低电平，并迫使移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的EAP (脚20)被强制为低电平，移相谐振全桥变换器被封锁，充电操作暂停；2IC12A(74HC123)的Q-输出端(脚4)输出低电平VIN(I，Vinq信号引起微处理器1IC5(P87C591)中断口 INO发生中断，微处理器1IC5 (P87C591)输出低电平 Vfs，Vfs同样将引起移相谐振控制器2IC1(UCC3895)被封锁。限制充电电流过流是通过以下方式实现的假如某种原因引起充电电流超出设置值，例如，当G0G1G2 = 010时，正常充电电流限流值应是30安培，该充电电流被取样后，将在移相谐振控制器2IC1 (UCC3895)的电流反馈输入端CS (脚12)上呈现2. 0伏Iov信号，如果移相谐振控制器2IC1 (UCC3895) 的电流反馈输入端CS (脚12)上Iw为2. 1伏(对应31. 5安培充电电流)，则引起集成比较器2IC4B(LM193)反转，2IC4B (LM193)输出由高电平反转为低电平，从而触发集成单稳态 2IC12 B (74HC123), 2IC12B (74HC123)的Q输出端(脚5)的输出高电平M。D3信号，M。D3信号选通模拟开关2IC5(DG4i;3)的通道3，其接地的输入数据D3端(脚7)传递到其输出端(脚
11)，因此Ia信号为低电平，迫使移相谐振控制器2IC1(UCC3895)的SS端(脚19)被强制为低电平，移相谐振全桥变换器被封锁，充电操作暂停。2IC12B(74HC12;3)的Q-输出端(脚
12)输出低电平Iini，Iini信号引起微处理器1IC5(P87C591)中断口1附发生中断，微处理器 1IC5 (P87C591)输出低电平Vfs，Vfs同样将引起移相谐振控制器2IC1 (UCC38%)被封锁。采取多重监控的目的是为防止引起微处理器1IC5(P87C591)中断反应不够及时。由上述分析知串联电池组的端电压、充电电流受到移相谐振控制器2IC1(UCC3895)正常工作时的电流反馈输入端CS(脚12)、模式控制单元9、微处理器1IC5(P87C591)中断的多重监控。对多个串联电池组中的单体电池实行独立的大电流均衡放电，同样必须解决多参考电位的问题；有三种方式解决多参考点的问题1.采用光电耦合器隔离，2.采用浮栅技术的集成驱动器，3.采用变压器隔离。根据本例锂电池充足电时的最高端电压为4. 096伏，采用光电耦合器隔离、并在二次侧直接利用锂电池的端电压实行自供电的均衡放电方式， 可能不足以使得放电功率场效应管充分开通，在光电耦合器的二次侧采用独立供电电源更是一种即繁琐又不经济的方案，而采用浮栅技术的集成驱动器的缺点类似于采用光电耦合器；因此，本发明采用脉冲变压器来实现隔离传输。为了解决脉冲变压器无法传递高占空比或直流信号的局限性，通过将移相谐振控制器2IC1(UCC3895)SYN端(脚6)输出的重复振荡频率为SOKHz的连续脉冲信号实行16分频，得到5KHz的Vp信号，该Vp信号和放电选通单元7产生的门控信号进行逻辑“与”操作，由此而形成的复合信号作为放电驱动信号，从而有效地解决了脉冲变压器传输高占空比或直流信号的局限性，并达到了参考地的隔离及升压的目的。由于本发明涉及的技术措施颇为复杂，其它工作模式的编码以表格描述，见表1 表 权利要求
1.一种电动力汽车电源管理系统，用于管理一串联电池组的充电和放电，所述电源管理系统包括充电控制子系统、放电驱动子系统和电池均衡控制子系统，其特征在于所述电池均衡控制子系统用以根据串联电池组端电压、各单体电池物理量的采样控制充放电过程，并且为所述充电控制子系统和所述放电驱动子系统提供控制指令；所述电池均衡控制子系统的输入端与串联电池组各单体电池的引出电极一一连接，并且与充电控制子系统的输出控制信号连接；所述充电控制子系统用以在充电操作时为串联电池组提供充电电源，所述充电控制子系统的输入端与交流工网连接，控制输入端与串联电池组端电压的取样输出、充放电电流的取样输出、电池均衡控制子系统的输出连接；所述放电驱动子系统用以对串联电池组中达到均衡放电电压值的单个或多个单体电池执行大电流均衡放电，所述放电驱动子系统的选通输入端与电池均衡控制子系统的输出、充电控制子系统的输出信号连接，并以多路输出的方式分别与串联电池组中的各单体电池并联连接。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电池均衡控制子系统包括电阻分压选通单元和微处理器单元，所述电阻分压选通单元以预定的分压比，在各单体电池的正极引出端及电池均衡控制子系统的参考地之间，用电阻分压器进行分压；所述微处理器单元的A/D端口采样各单体电池电阻分压器上的电压、充放电电流信号、各单体电池的温度、串联电池组端电压、以及充电控制子系统提供的基准源输出；所述微处理器单元的输出信号与充电控制子系统的控制输入端和放电驱动子系统的选通输入端连接。
3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述放电驱动子系统包括放电选通单元和放电驱动单元，所述放电选通单元的译码输入端与微处理器单元的输出连接，所述放电选通单元的输出端与放电驱动单元顺序连接；所述放电驱动单元包括多路放电驱动电路，放电驱动单元的输出与对应的单体电池一一并联连接；所述放电选通单元用以选通、锁定、或解锁放电驱动单元的一路或多路放电驱动电路。
4.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述充电控制子系统包括工网输入单元、移相谐振全桥变换器单元、以及模式控制单元；所述工网输入单元与工频交流电网连接，用以对交流工网电源实行整流及滤波，输出平直的高压直流电源；该高压直流电源连接所述移相谐振全桥变换器单元；所述移相谐振全桥变换器单元的的控制输入端与模式控制单元及微处理器单元的输出信号连接；所述移相谐振全桥变换器单元输出的充电电源的正极通过防反充二极管与串联电池组中相对电位最高的单体电池的正极引出端连接，充电电源的负极与电池均衡控制子系统的参考地连接，并通过电流取样电阻与串联电池组中相对电位最低的单体电池的负极引出端连接；所述模式控制单元的控制输入端与微处理单元、串联电池组端电压的分压取样信号、 充放电电流取样电阻上的电流取样信号连接，所述模式控制单元的输出控制信号分别与移相谐振全桥变换器单元相应控制信号输入端、微处理器单元的I/O端口、中断口、及A/D采样输入端连接。
5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括一辅助供电子系统，其包括AC-DC变换单元和DC-DC变换单元；所述AC-DC变换单元的输入端与工网输入单元的直流高压输出连接，所述AC-DC变换单元的第一输出端与DC-DC变换单元的输入连接，第二输出端为15 伏稳定直流，15伏稳定直流电源为移相谐振全桥变换器单元提供工作电源；所述DC-DC变换单元的输入端通过防反充二极管与串联电池组的正极连接，所述DC-DC变换单元的输出为电源管理系统提供数字工作电源。
6.如权利要求4所述的系统，其特征在于，所述微处理器单元根据采样的各单体电池电阻分压器上的电压、充放电电流信号、各单体电池的温度、串联电池组端电压依次执行下述充电模式充电电流为峰值电流的峰值电流充电模式；以及充电电流介于一微电流范围，充电电压为恒定的恒压限流充电模式。
7.如权利要求5所述的系统，其特征在于，在所述峰值电流充电模式中，若检测到端电压低于一下限的单体电池，且未检测到端电压高于一上限的单体电池，所述微处理器单元暂停峰值电流充电操作，而进行电流值为额定充电电流的1/16的预充电，直到所有单体电池的端电压介于该上限和该下限之间。
8.如权利要求5所述的系统，其特征在于，在所述峰值电流充电模式中，若检测到端电压低于一下限的单体电池，且检测到端电压高于一上限的单体电池，所述微处理器单元暂停峰值电流充电操作，而对高于上限的单体电池进行均衡放电操作，直到其端电压不大于该上限，然后进行电流值为额定充电电流的1/16的预充电，直到所有单体电池的端电压介于该上限和该下限之间。
9.如权利要求5所述的系统，其特征在于，在所述峰值电流充电模式中，所述微处理器单元的充电电流根据端电压大于一上限单体电池的数量逐渐减小充电电流，并且对端电压大于该上限单体电池进行均衡放电操作。
10.如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述微处理器单元包括CAN总线接口，以完成各单体电池的端电压、温度、实时充放电的电流值、以及各单体电池充放电时达到均衡放电电压值或下限电压值所需的时间等信息与其它设备间的交换。
全文摘要
本发明涉及一种电动力汽车电源管理系统，用于管理一串联电池组的充电和放电，该系统包括充电控制子系统、放电驱动子系统和电池均衡控制子系统。电池均衡控制子系统用以根据串联电池组端电压、各单体电池物理量的采样控制充放电过程，并且为充电控制子系统和放电驱动子系统提供控制指令。充电控制子系统用以在充电操作时为串联电池组提供充电电源。放电驱动子系统用以对串联电池组中达到均衡放电电压值的单个或多个单体电池执行大电流均衡放电。本发明可用于管理多节串联形式的锂、铅酸、镍氢、超级电容电池，实现电池的均衡充、放电。
文档编号H01M10/42GK102340165SQ20101023557
公开日2012年2月1日 申请日期2010年7月26日 优先权日2010年7月26日
发明者唐毅, 李建国 申请人:李建国