本发明涉及雷达隐身技术领域，尤其涉及一种基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面。
背景技术：
随着探测技术和电磁隐身技术的飞速发展，隐身特性逐渐成为衡量飞行目标性能优劣的重要指标，缩减目标的雷达散射截面(radarcrosssection,rcs)成为了现代战争中能够先发制人的关键因素。传统的隐身技术主要通过改变飞行目标外形和涂覆雷达吸波材料(ram)实现rcs的缩减，如b-2轰炸机，除了通过其扁平的外形设计实现雷达探测隐身外，在机体表面还涂覆4层ram，以实现rcs缩减最大化，类似方式实现雷达隐身的还有f-22猛禽战机。但由于快速飞行目标的空气动力学因素限制，通过外形设计实现rcs缩减会引起目标机动性急剧下降，同时多层涂覆ram会增加目标重量和厚度，另外能适用多波段的高吸收率ram比较昂贵，使得其在目标隐身应用中的代价很高。有关资料表明，b-2和f-22每飞行一次需更换ram，每次更换需35小时，成本花费高昂。鉴于外形和ram隐身存在的诸多缺陷，研究人员开始探索更为经济有效的方法手段来实现目标隐身。
人工磁导体(amc)是一种由特定形状的单元结构按周期性排列而成的新型人工电磁材料，因其具有理想磁导体特性被应用于降低天线剖面、抑制表面波以及提高天线辐射性能等多种领域。其对反射波的相位调控能力有望能解决上述隐身方案中存在的缺陷，同时作为超材料的二维平面情形，容易与飞机、导弹等一些高速飞行目标共形，在军事、航天、通信系统中具有广阔应用前景。由于超表面的优异特性和强大电磁调控能力，其在目标电磁隐身中的潜在应用被逐渐发掘出来，并取得阶段性进展。2007年，棋盘结构的人工磁导体(amc)超表面首次被应用于rcs缩减领域，虽然由于amc-pec组合的满足相消要求的频段较窄限制了它的实际应用，但该方法极大激发了人们对基于棋盘形式的新型宽带、极化不敏感、大角度入射的研究热潮，期望有朝一日这一技术能够真正用到实际中去，成为代替传统ram的新型隐身材料。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面，宽带rcs缩减超表面为二维有限尺寸结构，由第一amc超单元、第二amc超单元在平面内交错间隔阵列而成；
所述第一amc超单元、第二amc超单元分别为由第一amc单元、第二amc单元按照3×3棋盘形式排列而成的正方形amc超单元；
所述第一amc单元、第二amc单元呈大小相同的正方形，均包含上层金属结构、中层介质基板和下层金属地板；
所述第一amc单元的上层金属结构包含第一正方形贴片和第一正方框贴片，其中，第一正方框贴片套在所述第一正方形贴片外，两者的中心均和第一amc单元中层介质基板的中心重合；第一正方形贴片、第一正方框贴片的两条对角线对应重合，且第一正方形贴片、第一正方框贴片均沿其两条对角线设有开槽，形成十字形开槽；所述第一正方框四条边的中心均设有小十字形开槽，所述小十字形开槽的一条开槽和其对应的边平行、另一条开槽和其对应的边垂直；
所述第二amc单元的上层金属结构包含第二正方形贴片和第二正方框贴片，其中，第二正方框贴片套在所述第二正方形贴片外，两者的中心均和第二amc单元中层介质基板的中心重合；第一正方形贴片、第一正方框贴片的两条对角线对应重合；
所述第一amc单元、第二amc单元均为对称反射结构，且第一amc单元、第二amc单元的上层金属结构的旋转角度相同，第一amc单元、第二amc单元的介质基板的厚度h的范围为0.01λ-0.1λ，λ为自由空间波长。
作为本发明基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面进一步的优化方案，所述第一amc单元、第二amc单元的介质基板的介电常数er的范围为1-6，电损耗正切tanσ的范围为0.0005-0.02。
作为本发明基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面进一步的优化方案，所述第一amc单元、第二amc单元的介质板厚度h为2.4mm、相对介电常数er＝4.4；第一amc单元、第二amc单元的上层金属结构的厚度t＝0.035mm。
作为本发明基于缝隙加载的宽带rcs缩减超表面进一步的优化方案，所述第一正方框贴片中边的长度la＝7mm、边的宽度ws＝1.5mm、平行于边的开槽的长度ls＝1mm；第一正方形贴片中边的长度li＝3mm；第二正方框贴片中边的长度a＝5.6mm；第二正方形贴片中边的长度lc＝2.27mm；第二正方框贴片、第二正方形贴片的边之间的间距wa＝0.4mm，此时，第一amc单元的谐振频点在12ghz；第二amc单元为双频环型人工磁导体单元，谐振点分别为8.5ghz和17ghz。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1.结构简单，使用高效；
2.解决了现有的基于人工磁导体棋盘结构形式的rcs减缩频段窄的问题；
3.具有极化不敏感、缩减效果好等优异性能。
附图说明
图1为amc-amc棋盘形式电磁减缩超表面；
图2(a)、(b)、(c)分别为第一amc单元的俯视图、第一amc单元的侧视图、第二amc单元的俯视图；
图3为平面波垂直入射下的第一amc单元等效电路图；
图4(a)、(b)、(c)、(d)、(e)分别为不加载缝隙时单元结构图、仅在正方框贴片上加载缝隙结构图、无内正方形贴片时加载缝隙单元结构图、不在内部正方形贴片上加载缝隙单元结构图、内外均加载缝隙的新型单元结构图；
图5为图4(a)、(b)、(c)、(d)、(e)对应的各单元反射相位随频率变化曲线的对比图；
图6为不同缝隙宽度n对单元反射相位的影响；
图7为amc-pec棋盘结构示意图；
图8(a)、(b)分别为单元反射相位随频率变化曲线、单元反射相位差随频率变化曲线；
图9(a)、(b)分别为9ghz下amc-amc电磁减缩超表面3drcs散射图、9ghz下等尺寸金属板3drcs散射图；
图10(a)、(b)分别为12ghz下amc-amc电磁减缩超表面3drcs散射图、12ghz下等尺寸金属板3drcs散射图；
图11为平面波垂直入射下amc-amc棋盘形式超表面rcs相对缩减量；
图12为不同角度下平面波入射amc-amc超表面rcs相对缩减量。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。
如图1所示，宽带rcs缩减超表面为二维有限尺寸结构，由第一amc超单元、第二amc超单元在平面内交错间隔阵列而成；
所述第一amc超单元、第二amc超单元分别为由第一amc单元、第二amc单元按照3×3棋盘形式排列而成的正方形amc超单元；
所述第一amc单元、第二amc单元呈大小相同的正方形，均包含上层金属结构、中层介质基板和下层金属地板；
所述第一amc单元的上层金属结构包含第一正方形贴片和第一正方框贴片，其中，第一正方框贴片套在所述第一正方形贴片外，两者的中心均和第一amc单元中层介质基板的中心重合；第一正方形贴片、第一正方框贴片的两条对角线对应重合，且第一正方形贴片、第一正方框贴片均沿其两条对角线设有开槽，形成十字形开槽；所述第一正方框四条边的中心均设有小十字形开槽，所述小十字形开槽的一条开槽和其对应的边平行、另一条开槽和其对应的边垂直；
所述第二amc单元的上层金属结构包含第二正方形贴片和第二正方框贴片，其中，第二正方框贴片套在所述第二正方形贴片外，两者的中心均和第二amc单元中层介质基板的中心重合；第一正方形贴片、第一正方框贴片的两条对角线对应重合；
所述第一amc单元、第二amc单元均为对称反射结构，且第一amc单元、第二amc单元的上层金属结构的旋转角度相同，第一amc单元、第二amc单元的介质基板的厚度h的范围为0.01λ-0.1λ，λ为自由空间波长。
所述第一amc超单元、第二amc超单元之间的反射相位差在9-18ghz范围内满足143°-217°之间。
所述第一amc单元、第二amc单元的介质基板的介电常数er的范围为1-6，电损耗正切tanσ的范围为0.0005-0.02。
所述第一amc单元、第二amc单元的介质板厚度h为2.4mm、相对介电常数er＝4.4；第一amc单元、第二amc单元的上层金属结构的厚度t＝0.035mm，所述第一正方框贴片中边的长度la＝7mm、边的宽度ws＝1.5mm、平行于边的开槽的长度ls＝1mm；第一正方形贴片中边的长度li＝3mm；第二正方框贴片中边的长度a＝5.6mm；第二正方形贴片中边的长度lc＝2.27mm；第二正方框贴片、第二正方形贴片的边之间的间距wa＝0.4mm，此时，第一amc单元的谐振频点在12ghz；第二amc单元为双频环型人工磁导体单元，谐振点分别为8.5ghz和17ghz。
为了方便表述，下面将第一amc单元记为amc1、第二amc单元记为amc2，将第一正方框贴片、第一正方形贴片中各个开槽的宽度记为n。
本发明的设计方法步骤，主要有以下三步设计流程：
第一步：基于缝隙加载的新型宽带、极化不敏感amc单元设计：
依据棋盘形式的宽带、极化不敏感rcs减缩超表面设计，首要问题是设计具有宽频工作和极化不敏感特性的amc单元，其基本理论依据是利用阵列理论中的反射相消原理，利用amc单元反射相位随频率变化的特性使得相邻阵元间的反射相位差在宽频范围内满足143°-217°，实现反射波的能量相消从而达到后向rcs缩减。根据极化转化相关领域知识，要想获得极化不敏感特性，单元必须具有四周旋转对称特性。同时为获得宽频特性，则相位响应在很宽频率范围内具有线性度好、品质因数低等优异特性。
根据上述分析，我们发明了一种基于多对十字形缝隙加载的新型宽带人工磁导体单元结构，图2(a)、(b)、(c)分别为第一amc单元的俯视图、第二amc单元的俯视图、第一amc单元的侧视图。amc1由上层金属结构、中层介质板和底层金属地板组成，由于上层金属结构加载了多条缝隙后使得自身的等效电感和电容特性被激发，因此成为了强谐振结构，利用等效电路原理可知，
为了清楚地展示单元上加载的缝隙对同相反射频带的影响，图4(a)为不加载缝隙时单元结构图、(b)为在正方框贴片上加载缝隙单元结构图、(c)为无内正方形贴片时加载缝隙单元结构图、(d)为不在内部正方形贴片上加载缝隙单元结构图、(e)为内外均加载缝隙的新型单元结构图，图5给出了加载外部缝隙、加载内部缝隙以及内外均加载缝隙后对单元反射相位的影响。可以看出外环加载缝隙对单元的带宽影响较大，同时加载多对缝隙之后使得单元的同相反射频带得到有效提升。
为进一步解释本结构宽带特性的原因，图6给出了中间加载的一对十字型缝隙宽度n不同尺寸下的反射相位影响，可以看出增加n时，amc1的谐振点向高频偏移，同时拓展了单元的同相反射频带。
同时由于单元具有旋转对称特性，不同极化电磁波照射到amc单元时会产生相似的谐振效果，单元电磁散射响应对x、y线极化波具有极化不敏感性，为构建极化不敏感的低rcs电磁表面提供了合适的结构。
为使单元相位特性达到最宽，利用商业仿真软件cst对单元结构参数进行优化。最终单元周期为p＝10mm，介质板为厚度为2.4mm、相对介电常数4.4、电损耗正切0.02的聚四氟乙烯，底层金属铜板厚度可为0.035mm。通过改变整个金属结构尺寸a而保持其他参数不变来获得想要的相位分布。最终amc单元1尺寸为t＝0.035mm，amc1中la＝7mm，ls＝1mm,ws＝1.5mm，li＝3mm。
第二步：基于阵列理论的双频环型amc单元设计：
amc-amc棋盘形式结构是经过amc-pec形式改进得来的，但是两种形式的分析原理是一样的，通常采用阵列理论进行分析。下面对amc-pec棋盘形式缩减后向rcs原理进行分析，如图4所示，根据阵列理论可知，当电磁波垂直入射时，由于amc结构和pec结构均为全反射结构，所以两种结构的反射幅度一致，总的反射电场可以由下面公式表示：
e＝eamc·afamc+epec·afpec(1)
其中amc和pec块反射的电场分量可表示为：
其中φ1、φ2分别表示amc和pec的反射相位，afamc、afpec分别是amc结构和pec结构的阵列因子，并且由于两种结构的反射幅度相同，所以可以得到
阵列因子表示为
式中，d为amc结构与pec结构的中心间距，并且
可以看出，当电磁波垂直入射，即入射角度为0时，可以得到，所以可已得到总的辐射场为
当法线方向上的反射波能量比入射波能量小10db以上时，即
|e|2/|e0|2≤-10db(7)
进一步计算可以得到
上式揭示了pec和amc的相位与rcs缩减量的关系，因为pec的反射相位为固定的180度，所以可以得到amc的相位条件
当满足上述条件时，amc-pec棋盘结构的后向rcs缩减可以达到10db。可以看出对于一般的单元来说，单元结构的相位处于上述条件之间的带宽较窄，限制了rcs缩减的带宽。研究人员利用另一种amc结构来代替pec结构，使得两种结构都处于可调的状态，当满足相位差条件时实现rcs缩减，大大提高了缩减带宽，公式计算得到相位差条件为
当满足上述条件时，由于amc-amc棋盘结构的两个部分反射幅度相等，相位相差180度，所以反射方向的能量被散射到其他方向，即在反射方向上反射波由一束主波束变换为多波束形式，这样可以在该方向上实现rcs缩减。若可以将宽带amc单元结合具有双谐振点的amc单元，使得宽带amc单元的谐振点位于双频amc单元的两个谐振点中间则可以最大程度上利用反射相位差满足10db的rcs减缩条件。据此设计了一种双频段环型谐振amc单元2，通过合理调节双环型amc2中的内外尺寸，使得amc2分别在8.5ghz和17ghz处发生谐振，两种不同单元的反射相位特性和相位差随频率变化曲线如图8(a)、(b)所示，最终amc2中的尺寸为a＝5.6mm,lc＝2.27mm,wa＝0.4mm，并实现了在9～18ghz频段内，amc1单元和amc2单元之间的反射相位差保持在150°～210°之间，即理想情况下在此频段内的rcs缩减量可达10db以上。
第三步：基于第一步的新型宽带amc单元设计和第二步的2种满足相位差要求的amc单元设计，第三步则是如何合理利用2种amc单元构建rcs减缩超表面。首先需要确定超表面的尺寸，也即超单元的数量。这里为便于设计，超表面采用方形布局，即x、y方向的amc单元数量l和m相同。综合衡量计算时间、样品制作成本与超表面有限尺寸对rcs减缩特性的影响，这里超表面中amc单元的数量为l×m＝9×9，尺寸为90×90mm2；
其次确定2种amc单元的排列方式。为最大程度上打散入射电磁波，减小目标在各给角度上的散射强度从而降低单站rcs检测下的雷达发现几率，超表面中的单元排布形式有传统方形和间隔排列形，而间隔排列的形式又分amc块1和块2间隔排列及amc单元1和单元2间隔排列两种情况。由于实际电磁表面的有限性因此需要通过电磁仿真软件对其进行具体优化，最终本发明设计了一种由3×3棋盘形式的电磁隐身表面，具体排布顺序为222-111-，“-”表示amc单元转折处，数字代表对应的不同amc单元，与图1中数字序列对应。最终amc-amc分布如图1中所示，通过这种排列方式设计的超表面保证了任意相邻amc单元在保证继承无限大排布的情况下的相位差分布，从而可以最大限度破坏超表面一致散射的等相位面，达到最大限度打散电磁波的目的。
最后根据amc单元1和amc单元2以3×3为一个局部单元间隔循环排列方式，在cst中建立棋盘形式超表面结构。
下面以3×3个amc单元通过间隔排列构成的棋盘形式超表面为例，介绍设计过程，设计结果，并对结果进行分析。为揭示本发明方法的优越性，将其结果与等尺寸理想金属板的散射特性进行对比。为公平比较，两种情形下表面尺寸、介质板规格、入射角度等条件完全相同。
仿真设计中，介质板采用聚四氟乙烯，其介电常数εr＝4.4，电正切损耗tanσ＝0.02，金属铜箔厚度0.035mm，介质板厚度为h＝2.4mm，两种amc单元周期均为p＝10mm，构成棋盘形式的两种amc单元的几何结构参数分别为：amc1中la＝7mm，ls＝1mm,ws＝1.5mm，li＝3mm；amc2中a＝5.6mm,lc＝2.27mm,wa＝0.4mm。
amc单元的工作原理：当电磁波垂直入射时，y、x极化电场作用下会在平行于极化方向上的金属细贴片上产生感应电流，而上层金属结构由于加载了多对缝隙后使得相邻金属之间引入了等效电容，单元自身发生了强谐振因此相邻单元之间的耦合程度变得微弱，更好地模拟无限单元的情况。由于单元具有旋转对称性以及棋盘形式固有的对称性，因此y、x两种极化下具有完全相同的电磁响应，同时为了减小单元之间的间距使得结构更加紧凑，两种单元均围绕中心旋转45°。
amc-amc棋盘形式超表面rcs缩减原理：一方面，2种amc单元的反射相位各异，当平面波垂直照射到由设计的两种amc单元构成的超表面上时，根据阵列理论可知，反射波会被这些具有不同反射相位的amc单元打散，因此实现了原方向上的电磁隐身。
通过优化调整单元的金属结构参数和加载的缝隙尺寸可以控制amc单元的谐振点以及同相反射带宽从而调谐整个单元的反射相位，获得最佳线性度和宽带相位响应。
为验证本发明基于amc-amc棋盘形式超表面的宽带散射特性，采用商业仿真软件cstmicrowavestudio对超表面的散射频谱进行电磁仿真，其中沿x、y、z方向的6个边界均采用开放边界条件，平面波沿-z方向垂直入射，采用平面线极化波进行垂直照射。
实施例尺寸为90mm×90mm×2.4mm的amc-amc棋盘形式超表面的宽带rcs减缩结果。
下面对上式设计的超表面rcs减缩结果进行说明和验证。由于棋盘形式和两种amc本身固有的对称性可知，该电磁隐身表面具有极化不敏感特性，棋盘形式超表面均能很好地降低后向rcs，具有几乎完全相同的散射频谱响应，验证了本发明超表面的极化不敏感特性。同时，rcs减缩频谱结果显示棋盘形式超表面在8-20ghz范围内具有优异的rcs缩减特性，其中rcs减缩值均超过7.5db的有效带宽为9-19ghz。
为验证超表面的双站rcs减缩特性，对远区散射场进行仿真，得到超表面的3d散射方向图。图9(a)、图9(b)分别给出了等尺寸理想金属板在9ghz、12ghz处的远区3d散射方向图，图10(a)、图10(b)分别给出了双频段amc-amc超表面在9ghz、12ghz处的远区3d散射方向图。可以看出，与金属板的镜像强散射相比，amc-amc棋盘形式超表面能完美地将反射电磁波均匀打散在四个方向上，原方向上的散射能量被分散到了四个方向从而降低了来波垂直照射下表面的rcs。
为进一步验证本发明方法打散电磁波和实现超宽带rcs缩减的能力，改变电磁波的入射角度可以看出15°、30°和45°入射情形下仿真结果表明，在电磁波入射角度小于45°范围内的所有情形下，超表面均能在12.5-17.5ghz内很好实现7.5db以上的rcs缩减效果。当入射角为0°时，amc-amc棋盘形式超表面的7.5dbrcs缩减仿真带宽为8-19.2ghz；入射角为15°时，7.5dbrcs缩减仿真带宽为8-18.5ghz；入射角为30°时，7.5dbrcs缩减仿真带宽为11-17.8ghz；入射角为45°时，rcs减缩性能有所下降，但均满足7.5db以上的rcs缩减效果且r仿真带宽达12.5-17.5ghz，综上所述，棋盘形式amc-amc超表面在大角度(最高可达45°)入射情况下，在9-18ghz内依然具有很好的rcs缩减特性。
图11和图12给出了电磁波垂直入射时和不同角度入射时的rcs缩减结果。
综上，近场分布、远场散射方向图与rcs减缩频谱均显示基于amc-amc棋盘形式的超表面的超宽带、极化不敏感rcs减缩特性和均匀打散电磁波能力，上述特性和能力在45°的入射角范围下依旧保持的很好。该超表面设计简单、效果明显、对极化和入射角具有很好的鲁棒性、无需优化，具有固有打散电磁波的能力，同时所提出的基于缝隙加载的宽带人工磁导体结构同相反射频带较宽、单元之间耦合影响小，本发明设计的电磁隐身表面和新型人工磁导体结构在未来电磁隐身领域以及天线小型化设计中具有重要潜在应用价值。
本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。