一种天线单元、阵列天线及水流测速雷达的制作方法

1.本发明涉及天线技术领域，具体涉及一种应用于水流测速雷达的阵列天线及水流测速雷达。


背景技术：

2.水流测速雷达主要利用水浪对雷达电磁波的后向布拉格散射及多普勒效应获得径向流速信息。uhf雷达波长约880mm，能同时提取水浪毛细波和重力波信息，与水浪作用敏感，得以实现江河表面流速的精细测量。
3.在水流测速雷达系统中，天线起到辐射和接收电磁波的作用。传统的偶极子天线频带窄，对射频电磁场的测量灵敏度、探测效率有很大的限制；而常用的八木天线阵列剖面太高、有源驻波不易调节、系统复杂，且风阻系数较大。一款性能优良的应用于水流测速雷达的阵列天线应具有波瓣宽度窄、副瓣电平低、工作频带宽、增益高、回波损耗小的指标要求。在满足上述指标要求的前提下，需要天线阵列尽可能地降低剖面高度、减小风阻系数、减轻系统重量及体积，降低系统复杂性。


技术实现要素：

4.针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了天线单元、阵列天线及水流测速雷达。
5.为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：
6.一种天线单元，包括介质基板以及设置在介质基板上的匹配巴伦、辐射振子臂、微带馈线和匹配网络；所述微带馈线与匹配网路连接；所述匹配巴伦为一金属层，在所述金属层上开有用于电磁耦合馈电的缝隙；所述匹配巴伦为开槽的金属层；所述辐射振子臂位于所述匹配巴伦上端两侧；其特征在于，在所述辐射振子臂上加载有分布式电阻。
7.一种阵列天线，其特征在于，包括反射面、功分器、波束成型器以及所述的天线单元；所述天线单元固定在所述反射面上，所述天线单元与所述功分器相连接；所述功分器在与所述波束形成器相连接。
8.与现有技术相比，本发明具有的有益效果是：
9.1.本发明天线单元，通过在印刷偶极子天线上进行分布式电阻加载的设计，在牺牲很小辐射效率的前提下，实现了天线单元无源驻波带宽的大幅度扩展，并显著减小脉冲拖尾幅度。
10.2.本发明天线单元，通过设计伞形振子臂，实现了风阻系数的降低，减小了阵列垂直方向上天线单元的间距，并且由于采用印刷偶极子形式的天线单元，相比较于八木天线阵列等传统天线阵列大大降低了剖面高度。
11.3.本发明阵列天线，通过合理地调整匹配网络微带线的宽度及振子臂的长度，并配合隔离条的加载，在特定水平方向功分比及垂直方向幅相加权的馈电网络中实现有源驻波频带宽度的扩展，整体有源驻波小于2的频带范围达到290mhz～390mhz。
12.4.本发明阵列天线，通过设计水平方向切比雪夫加权的不等功分器，实现了水平方向图副瓣电平的降低，使得sll＞20db。
13.5.本发明阵列天线，通过金属网格反射面的挖空设计，实现了天线阵列整体重量的减轻。
14.6.本发明阵列天线，主要利用由接收模块、波束形成器、自适应波束形成控制器及控制模块构成的垂直方向数字波束形成器，实现了垂直方向数字波束赋形的功能，可以灵活根据现场测试环境及接受到的回波进行加权移相，使得接收增益集中于一个方向上，提高空间分辨率。
附图说明
15.图1所示为本发明一种应用于水流测速雷达的阵列天线正面三维结构图；
16.图2所示为本发明一种应用于水流测速雷达的阵列天线反面三维结构图；
17.图3所示为印刷偶极子天线单元正面结构图；
18.图4所示为印刷偶极子天线单元反面结构图；
19.图5为未加载电阻时的天线单元驻波曲线及加载电阻后的天线单元驻波曲线对比图；
20.图6为加载分布式电阻与未加载分布式电阻的天线单元辐射波形图；
21.图7为水平方向功分器结构示意图；
22.图8本发明阵列天线在340mhz频点的h面方向图；
23.图9为垂直方向数字波束形成器基本原理结构框图；
24.图10为特定波束赋形条件下本发明阵列天线在340mhz频点的e面方向图；
25.图11为本发明阵列天线中间两单元有源驻波和八木天线中间两单元有源驻波的实测结果图；
26.图12示出了本发明阵列天线系统驻波实测结果图。
具体实施方式
27.图1
‑
2所示为一种阵列天线，可应用于水流测速雷达，包括印刷偶极子天线单元1、金属网格反射面2、水平方向功分器3、垂直方向波束成形器4和隔离条5。隔离条通过螺丝固定在金属网格反射面的固定挡板上，起到调整天线单元间互耦的作用，扩展有源驻波带宽。水平方向功分器与垂直方向数字波束形成器放置于金属网格反射面的另一侧，根据实际测试场地装配条件，也可灵活地将数字波束形成器放置于雷达主机机箱内部。印刷偶极子天线单元在水平方向通过柔性射频线缆与水平方向功分器相连接；水平方向功分器在垂直方向通过柔性射频线缆与垂直方向数字波束形成器相连接。水平方向功分器，用于降低水平方向图副瓣电平。垂直方向波束形成器，用于特定的空间波束赋形，例如在一种使用条件下，可以使得垂直方向电磁能量集中于法向方向至下倾20
°
的范围内。
28.本发明天线阵列用于发射及接收290mhz至390mhz的垂直极化空间电磁波。
29.隔离条位于水平方向上两个所述印刷偶极子天线单元振子臂末端连线的中点附近，隔离条由垂直于金属网格反射面的垂直面及平行于金属网格反射面的水平面构成。隔离条垂直面高度为0.05λ1～0.15λ1，长度为0.05λ1～0.15λ1；隔离条水平面长度为0.05λ1～
0.15λ1，宽度为0.05λ1～0.1λ1，其中λ1为340mhz真空波长。值得强调的是，由于实际加工误差及测试环境的影响，隔离条不必全部加载，只需要根据现场测试结果加载一部分即可。
30.在一个实施例中，图1所示，为一种4
×
6面阵印刷偶极子垂直极化阵列天线，共24个天线单元，水平方向间距为0.3λ1～0.7λ1，垂直方向间距为0.4λ1～0.8λ1，其中λ1为340mhz真空波长。
31.印刷偶极子天线单元1通过带有塑料插槽的金属底盘固定在金属网格反射面2上方，水平方向功分器3由通过螺丝固定在金属网格反射面2下方，垂直方向数字波束形成器4通过螺丝固定在金属网格反射面2下方，印刷偶极子天线单元1通过柔性射频线缆与水平方向功分器3连接，水平方向功分器3通过柔性射频线缆与垂直方向数字波束成形器4连接。隔离条5通过螺丝固定在金属网格反射面2的固定挡板上。
32.图3
‑
4示出了印刷偶极子天线单元的结构图。印刷偶极子天线单元1包括介质基板11、微带馈线12、匹配网络13、匹配巴伦14及辐射振子臂15。
33.在一个实施例中，天线单元还包括天线罩16。天线罩16位于介质基板、匹配巴伦、辐射振子臂、微带馈线和匹配网络的外侧，用于保护其内的结构在运输、使用的过程中不被破坏，并起到防水的作用。
34.具体地，介质基板11为相对介电常数为2.55，厚度1mm的pcb板材，形状为伞形。微带馈线12宽度为2.74mm，使得其特性阻抗为50ω，长度50mm，馈点位置位于介质基板11底部四分之一等分点处。
35.具体地，匹配网络13由第一微带线匹配段131、第二微带线匹配段132及第三开路微带线匹配段133构成。第一微带线匹配段131宽度为1.4mm，长度为134.3mm，与微带馈线12相连接；第二微带线匹配段132宽度2.4mm，长度60mm，与第一微带线匹配段131相连接；第三开路微带线匹配段133宽度1.4mm，长度112.3mm，与第二微带线匹配段132相连接。
36.具体地，匹配巴伦14为带有开槽缝隙的矩形铜箔，敷在介质基板11的表面，其高度为0.2λ1～0.4λ1，λ1为340mhz真空波长。缝隙宽度为1mm，使得巴伦与介质基板形成的共面波导特性阻抗接近50ω，进而方便接下来的匹配段进行阻抗匹配，其长度为170mm。
37.辐射振子臂15正视图形状为倾斜向下的平行四边形，相较于传统矩形辐射振子臂，其具有较低的风阻抗特性并能优化地减小天线阵列垂直方向的整体尺寸。
38.辐射振子臂除了矩形外，还可以是伞形、椭圆形或三角形等。
39.具体地，在距离辐射振子臂15末端3/5臂长处，开设n个缝隙，n大于等于2。在缝隙内进行分布式电阻加载。本发明中创新性地在印刷偶极子天线单元上进行分布式电阻加载设计，加载电阻151、152、153并没有按照常规wu
‑
king分布式电阻加载方程进行阻值加载，而是选择基于指数电阻加载的公式(1)，并在尽可能保证辐射效率的前提下，经过多次调试，整理得到的结果。
[0040][0041]
其中，i取值0
‑
2；r0为加载起始处的电阻值；r
i
为加载的阻值；a为常数，取10～20；l为伞形天线的单臂长度；y0为起始加载点与馈电点之间的间距；y
i
为加载点i与馈电点之间的间距。
[0042]
在一个实施例中，位于射振子臂15末端的缝隙为3个，加载的电阻向振子臂末端方
向分别为151、152、153。辐射振子臂两臂各分割出三个宽度为1.2mm的缝隙，左右对称。加载电阻在每一个缝隙中各11个，为贴片电阻形式；向振子臂末端方向加载电阻151、152、153并联阻值r0、r1和r2分别为3.6ω、18.2ω、72.7ω。
[0043]
由于仅仅是在靠近振子臂末端的位置进行分布式电阻加载，与传统在振子臂上全部进行分布式电阻加载的方式相比较，辐射效率指标得以保证，经过仿真及测试(在暗室中测试实际增益)，辐射效率仅仅下降20％，但是无源驻波带宽得到了极大的改善。经过实际加工测试，相比较于wu
‑
king加载公式，按照指数型电阻加载公式得到的无源驻波带宽更宽，从302mhz～378mhz改善到295mhz～384mhz，故选择指数型公式对本款阵列天线单元进行分布式电阻加载。图5示出了未加载电阻、按照wu
‑
king加载公式进行分布式电阻加载及按照指数型公式进行分布式电阻加载后的天线单元驻波曲线对比图。
[0044]
由于水流测速雷达发射的波形占空比很小，类似于脉冲波，故波形辐射到空间后的保真性非常重要，常规未加载分布式电阻的印刷偶极子天线由于末端电流反射效应会使得辐射波形具有较大拖尾，而加载电阻后可以明显抑制脉冲拖尾，提高雷达系统分辨率，在本发明设计的印刷偶极子天线单元及未加载电阻的天线单元150cm处设置电场探针，得到加载分布式电阻与未加载分布式电阻的天线单元辐射波形图，由图6示出。
[0045]
具体地，金属网格反射面2为矩形面上进行正方形或者圆形的挖孔形状，正方形边长为0.01～0.1λ1，圆形半径为0.01～0.05λ1，其中λ1为340mhz真空波长。
[0046]
图7示出了水平方向功分器3的结构示意图。水平方向功分器3由带状线31、上下介质基板32、隔离贴片电阻33、屏蔽腔体34、sma
‑
k接头35构成，带状线31印制在下介质基板表面，被上下介质基板32通过塑料螺丝压合在中心，隔离贴片电阻33焊接在带状线31的特定位置，起到隔离功分端口的作用。屏蔽腔体34包裹住上下介质基板32，起到保护内部结构及屏蔽电磁干扰的作用，sma
‑
k接头35焊接在功分器输出及输出端口，起到连接线缆的作用。本款水平方向功分器3为不等功分器，功分比例为0.4:1:1:0.4，各端口驻波比良好，输出端口隔离效果优异，在水平方向降低副瓣电平的作用明显。在垂直方向数字波束形成器不工作的情况下(即垂直方向等幅同相激励)，得到本发明阵列天线在340mhz频点的h面方向图，由图8示出。从图中可以看出，本发明阵列天线半功率波束宽度为32.6
°
，满足小于35
°
的指标要求，且副瓣电平控制的很低，sll>21db，提高了阵列天线抵抗电磁干扰的能力。
[0047]
具体地，垂直方向数字波束形成器4由接收模块、波束形成器、自适应波束形成控制器及软件控制模块构成，其基本原理结构框图由图9示出。其中自适应波束形成控制器是基于接收信号和先验知识，根据自适应算法得到相应幅相系数的，也是垂直方向数字波束形成器的核心。其大致的工作原理是根据采样频率、采样带宽、发射天线轨道高度、天线安装角度、载波中心频率等已知参数；结合接收到的各通道相对于中心通道延迟、接收到的实时通道信号强度；根据测试场地预设的目标波束覆盖范围和目标波束宽度，产生实时幅相系数。垂直方向数字波束形成器可以固定放置在金属网格反射面的下侧，也可以灵活地放置于雷达主机的机箱内。在特殊的一种情况下，其幅相加权系数由基于优化神经网络的自适应算法确定，在垂直方向使得电磁能量集中于法向方向至下倾20
°
的范围内，此时幅度加权系数分别为0.6、1、0.55、0.1、0.2、0.18，移相角度分别为
‑
35
°
、15
°
、25
°
、21
°
、
‑
70
°
、
‑
30
°
。在此特殊情况下，得到数字波束赋形后的本发明阵列天线在340mhz频点的e面方向图，由图10示出。从图中可以看出，在法向方向至俯角90
°
的范围内，本发明阵列天线远场能量集中
辐射在0
°
～25
°
的范围内，天线半功率波束宽度为18.7
°
，能够较准确地探测目标回波。
[0048]
图11示出了本发明阵列天线中间两单元有源驻波和八木天线中间两单元有源驻波的实测结果图。其测试方法主要是通过测量无源条件下各个天线之间的耦合系数，通过式(2)及式(3)得出：
[0049][0050][0051]
其中，在本发明阵列天线中，n＝24，s
nx
为第n个辐射单元与第x个辐射单元间的耦合系数；a
n
为第n个辐射单元在有源条件下激励的复电压；a
x
为第x个辐射单元在有源条件下激励的复电压；τ
x
为第x个辐射单元的有源反射系数；vswr
x
为第x个辐射单元的有源驻波比。
[0052]
通过调整天线单元的匹配网络及隔离条5的高度及宽度可以有效地提升阵列中天线单元的有源驻波带宽。从图11可以看出，本发明阵列天线有源驻波(中间两单元，以这两个辐射单元为参考也是由于其受到的互耦影响最大)在频带范围内基本小于2，而八木天线阵列有源驻波在频带范围内大部分均大于2，可见本发明阵列天线单元间耦合设置合理，匹配良好，对入射到激励端口的功率利用率优于传统八木天线阵列，可以有效地降低反射电流对雷达系统造成损坏的风险。
[0053]
图12示出了本发明阵列天线系统驻波实测结果图。从图中可以看出，本发明阵列天线系统驻波在频带范围内均小于2，其结果反映了印刷偶极子天线单元、水平方向功分器及垂直方向数字波束形成器连接在一起时天馈网络整体的驻波比情况，可见本发明阵列天线可以非常好地满足水流测速雷达的性能要求。
[0054]
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。