专利名称：低输出电压dc－dc变换器的自驱动同步整流电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC-DC变换器电路，更具体的是涉及使用初级驱动电压的自驱动同步整流器电路，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期(power conduction cycle)内保持零电压。
背景技术：
电子领域的技术进步导致越来越多的电子器件被集成到越来越小的电路中。这种趋势产生了对提供相对较低，例如低于3.3伏的供电电压的电源的需求。这种低电压电源的效率通常低于电压较高的电源，其原因部分在于电源的半导体器件上的电压降。本领域已知一种被称作自驱动同步整流、在低输出功率应用中产生相对较高功效的功率变换方法。
图1图解了常规自驱动同步整流电路10的例子。自驱动同步整流电路10被连接到变压器的次级线圈12，并且包含均配备MOSFET器件的第一和第二整流器14，16。第一整流器14具有被连接到次级线圈12的第一端(first end)A的漏极端子，而第二整流器16具有被连接到次级线圈的第二端(second end)B的漏极端子。第一整流器14的控制极端子被连接到次级线圈12的第二端B，而第二整流器16的控制极端子被连接到变压器次级线圈的第一端A。第一和第二整流器14，16的源极端子均被接地。如图1所示，第一和第二整流器14，16均在其漏极端子和源极端子之间包含相应的体二极管。同步整流电路10具有通过第一输出存储扼流圈22被连接到次级线圈12的第一端A并且通过第二输出存储扼流圈24被连接到次级线圈的第二端B的输出端子。通过输出端子和地线之间连接的负载可以得出输出电压(Vo)。电容器26被连接在输出端子和地线之间以便过滤整流输出电压的高频分量。
参照图2的驱动电压波形图解图1的自驱动同步整流电路10的操作。在图2中，变压器(VA-B)的次级线圈12的A端和B端之间的驱动电压被表述成一系列具有预定工作周期的矩形脉冲，这些矩形脉冲在正电压和负电压之间交替。值得注意的是，在导电周期的正电压部分和负电压部分之间的切换期间，电压VA-B保持为零。在导电周期的正电压期间(即时间t1)，A端上的电压相对于B端上的电压为正，导致第二整流器16开启而第一整流器14关闭。这构成一个通过变压器次级线圈12，第一存储扼流圈22和第二整流器16向输出端子和地线之间的负载提供输出功率的电流路径。反之，在导电周期的负电压期间(即时间t3)，B端上的电压相对于A端上的电压为正，第一整流器14开启而第二整流器16关闭。这构成一个通过变压器次级线圈12，第二存储扼流圈24和第一整流器14向输出端子和地线之间的负载提供输出功率的电流路径。这样，在导电周期的正和负电压部分内均向变压器的次级端供电。由于流向负载的电流是次级线圈中电流的两倍，这种同步整流电路的具体形式被通称为“电流倍增器”。
理想情况下，导电周期是在周期的正部分和负部分之间没有零电压切换时间的理想方波。对于这种理想化的导电周期，整流器14，16的控制极驱动与流经MOSFET器件的体二极管的电流同步。这样，当整流器14，16被切断时只有很小的电流流过器件的体二极管。由于会产生导致基本(substantial)功率损耗，即效率降低的电压降，不期望整流器14，16的体二极管在导电周期的基本部分期间导电。然而实际上这种理想化导电周期难以实现并且在导电周期的正部分和负部分之间不可避免地会出现零电压切换时间。零电压切换时间导致出现这样的情况，即两个整流器均被关闭而电流仍然流过同步整流电路，使得电流流过整流器的体二极管。
更具体地，在导电周期的正和负部分之间的第一和第二切换时间(即时间t2和t4)内，驱动电压VA-B为零并且第一整流器14与第二整流器16均被关闭。第一存储扼流圈22的磁化电流流过第一整流器14的体二极管，而第二存储扼流圈24的磁化电流流过第二整流器16的体二极管。磁化电流流过整流器的体二极管导致同步整流电路的基本效率降低。
因此，期望提供能够使用初级驱动电压有效工作的自驱动同步整流电路，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期内保持零电压。
发明内容
根据本发明，为DC-DC功率变换器提供一种能够使用初级驱动电压有效工作的自驱动同步整流电路，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期内保持零电压。通过防止在初级驱动电压为零电压时电流流过MOSFET同步整流器器件的体二极管，本发明的同步整流电路的效率超过了常规同步整流电路。
更具体地，DC-DC功率变换器包含初级端电源电路，所述初级端电源电路提供在一部分导电周期内保持零电压的对称变化功率信号。第一次级端电源电路被电感连接到初级端电源电路，并且具有提供输出电压的输出端子。第一次级端电源电路还包括具有相应启动端子的第一和第二同步整流器。同步整流器适于按照与导电周期的非零电压部分同步的方式轮流启动。第二次级端电源电路被电感连接到第一次级端电源电路并且具有与第一次级端电源电路相反的极性。第二次级端电源电路包括具有相应启动端子的第一和第二开关器件，所述启动端子分别被连接到第一和第二同步整流器的启动端子。第一和第二开关器件适于按照与导电周期的非零电压部分逆同步的方式轮流启动。通过选择使第一和第二同步整流器具有的启动电压阈值低于第一和第二开关器件，使得在导电周期的连续零电压期间两个同步整流器仍然继续工作。
在导电周期的零电压期间，第一和第二开关器件的启动端子具有平衡电压，该电压接近第一和第二开关器件的启动电压阈值。因此，第一和第二开关器件在切换到导电周期的零电压部分时迅速启动。在切换到导电周期的零电压部分之后第一和第二开关器件中的一个器件的启动导致第一和第二同步整流器中的对应一个整流器停止工作。第一和第二开关器件的启动端子分别与第二和第一同步整流器的启动端子相连。
参考下面有关优选实施例的详细描述，本领域的技术人员可以更全面地理解低输出电压DC-DC变换器的自驱动同步整流电路及其额外优点和目标的实现。下面首先简要描述这里要引用的附图。
附图描述图1是关于现有技术的自驱动同步整流电路的示意图；图2图解了在导电周期的正和负电压部分之间具有零电压切换时间的初级驱动电压波形；图3是关于引入基于本发明的自驱动同步整流电路的示例性DC-DC变换器电路的示意图；图4图解了描述图3的自驱动同步整流电路的操作的波形。
具体实施例方式
本发明提供了一种可以使用在一部分导电周期内保持零电压的驱动电压有效工作的自驱动同步整流电路。
参照图3，其中示出了示例性的DC-DC变换器电路100。示例性DC-DC变换器电路100包括具有初级线圈112，第一次级线圈114和第二次级线圈116的变压器。在本发明的优选实施例中，变压器提供4∶1∶1的比值，然而应当理解，也可以使用其它变压器比值达到有益的效果。此外，如图3的示意图中相应变压器线圈附近的圆点的位置所示，第二次级线圈116的极性与初级线圈112和第一次级线圈114的极性相反。
在变压器的初级端，提供一个示例性半桥正向变换器驱动电路。半桥驱动电路包含MOSFET器件提供的开关122，124，电容器126，128和定时控制电路130。电容器126，128被串联在例如48伏的输入电压(VIN)和地之间。变压器初级线圈112的第一端被连接到两个电容器126，128之间的中点。输入电压对电容器126，128充电，因而中点的电压大约是输入电压的一半，例如24伏。第一开关122具有与输入电压相连的源极端子和与变压器初级线圈112的第二端相连的漏极端子。第二开关124具有与变压器初级线圈112的第二端相连的源极端子和与地相连的漏极端子。第一和第二开关122，124的控制极端子被连接到定时控制电路130。
定时控制电路130包含推挽(push-pull)控制器132和半桥驱动器134。推挽控制器132具有一对输出，这对输出被提供给半桥驱动器，而半桥驱动器则驱动各个开关122，124的控制极端子。推挽控制器132产生工作周期，在工作周期内输出异相并且对称，而半桥驱动器134根据工作周期提供控制极驱动信号。还为定时控制电路130提供控制电压(VC)，该电压为推挽控制器132和半桥驱动器134供电。
在工作周期的第一部分内，第一开关122关闭而第二开关124开启。这样，变压器初级线圈112的第二端接地，而变压器初级线圈的第一端与电容器126，128之间的中点相连。结果，在变压器初级线圈112上形成正电压，其中第一端上的电压相对第二端上的电压为正。在工作周期的第二部分内，第一开关122开启而第二开关124关闭。这样，变压器初级线圈112的第二端与输入电压相连，而变压器初级线圈的第一端与电容器126，128之间的中点相连。结果，在变压器初级线圈112上形成负电压，其中第一端上的电压相对第二端上的电压为负。定时控制电路130控制工作周期定时以便提供如图4所示、和图2示出的驱动电压波形(如上所述)等价的初级驱动电压波形(后面描述)。
由于将输入电压减少了一半并且因而允许在不使用大变压器比值的情况下在输入和输出电压之间出现高比值，如图3所示的半桥正向变换器驱动电路是有利的。如现有技术所知，提供4∶1变压器比值比提供8∶1变压器比值容易。然而应当理解，也可以使用各种可选的已知对称初级驱动电路拓扑，例如全桥正向变换器，推挽变换器等等。
在变压器的次级端，提供基于本发明的自驱动同步整流电路。同步整流电路具有通过第一输出存储扼流圈142连接到第一次级线圈114的第一端A并且通过第二输出存储扼流圈144连接到第一次级线圈的第二端B的输出端子。通过输出端子和地线之间连接的负载电阻148可以得出输出电压(Vo)。电容器146被连接在输出端子和地线之间以便过滤整流输出电压的高频分量。象在现有技术的电路中那样，这种同步整流电路包含均由MOSFET器件提供的第一和第二整流器156，158。第一整流器156具有与第一次级线圈114的第一端A相连的漏极端子，而第二整流器158具有与第一次级线圈114的第二端B相连的漏极端子。第一整流器156的控制极端子与第二次级线圈116的第一端C相连，而第二整流器158的控制极端子与第二次级线圈116的第二端D相连。第一和第二整流器156，158的源极端子均接地。
同步整流电路还包含两个由MOSFET器件提供的额外开关152，154。第一开关具有与第一整流器156的控制极端子相连的漏极端子，而第二开关154具有与第二整流器158的控制极端子相连的漏极端子。第一开关152的控制极端子与第二次级线圈116的第二端D相连，而第二开关154的控制极端子与第二次级线圈116的第一端C相连。第一和第二开关152，154的源极端子均接地。如图3所示，第一和第二整流器156，158以及第一和第二开关152，154均在其漏极和源极端子之间包含相应的体二极管。
现在参照图4的波形描述图3的同步整流电路在DC-DC变换器的次级端上的操作。具体地，图4描述了以下波形(a)变压器上的初级驱动电压(Vs)；(b)第一整流器156的漏极和源极之间的电压(V1)；(c)第二整流器158的漏极和源极之间的电压(V2)；(d)第二开关154的漏极和源极之间的电压(V3)；(e)第一开关152的漏极和源极之间的电压(V4)，即第一整流器156的控制极和源极之间的电压。波形均被分成四个时间段(即t1至t4)。
在第一时间段(t1)内，变压器初级线圈112上的电压为正，第一次级线圈114上电压为正而第二次级线圈116上电压为负。这导致第一开关152开启，将第二开关154和第一整流器156的控制极端子接地，从而关闭这些器件。同时，第二次级线圈116上的电压开启第二整流器158。结果，在这个第一时间段内，在同步整流电路中形成两个电流环路。第一电流环路含有从第一次级线圈114流到第一存储扼流圈142，负载电阻148并且通过由导通的第二整流器158构成的通路回到第一次级线圈的电流。第二电流环路含有被存储在第二存储扼流圈144并且流过负载电阻148和第二整流器158构成的通路的磁化电流。
在第二时间段(t2)内，初级线圈112上的电压变成零，而第一次级线圈114和第二次级线圈116上的电压消失。第二整流器158和第一开关152的控制极端子保持在第一时间段(t1)之后剩余的残留电荷。第二次级线圈116在第一和第二开关152，154以及第一和第二整流器156，158的控制极端子之间形成有效的短路。通过第二次级线圈116分布第二整流器158和第一开关152的控制极端子上的电荷，从而提高第一整流器156和第二开关154的控制极端子上的电压。这样，第二整流器158和第一开关152的控制极端子上的电压下降，而第一整流器156和第二开关154的控制极端子上的电压增加，直到所有四个控制极端子上的电压均达到均衡。选择四个MOSFET器件，使得整流器156，158的控制极阈值低于开关152，154的控制极阈值。
在四个控制极端子的电压达到均衡时，两个开关152，154被关闭，而两个整流器156，158被开启，从而在同步整流电路中形成三个电流环路。第一电流环路含有被存储在第一存储扼流圈142中，流过负载电阻148并且从导通的第一整流器156构成的通路回流的磁化电流。第二电流环路含有被存储在第二存储扼流圈144中并且流过负载电阻148以及导通的第二整流器158构成的通路的磁化电流。第三电流环路含有被存储在第一次级线圈1144中并且流过导通的第一和第二整流器156，158构成的通路的磁化电流。
在第三时间段(t3)开始时，两个开关152，154均关闭，而两个整流器156，158均被开启。变压器的初级线圈112上的电压变负，使得第一次级线圈114上的电压为负而第二次级线圈116上的电压为正。由于两个开关152，154的控制极端子已经接近其阈值，在切换到第三时间段(t3)时第二开关154的控制极端子上出现的微小电压增加使得第二开关154快速开启。这使得第一开关152和第二整流器158的控制极端子接地，从而关闭这些器件并且停止通过第二整流器158从第一次级线圈114流出电流。同时，第二次级线圈116上的负电压使第一整流器156保持开启。结果，在这个第三时间段(t3)内，在同步整流电路中形成两个电流环路。第一电流环路含有从第一次级线圈114流到第二存储扼流圈144，负载电阻148并且通过由导通的第一整流器156构成的通路回到第一次级线圈的电流。第二电流环路含有被存储在第一存储扼流圈142并且流过负载电阻148和第一整流器156构成的通路的磁化电流。
在第四时间段(t4)内，初级线圈112上的电压再次变成零，而第一次级线圈114和第二次级线圈116上的电压消失。第一整流器156和第二开关154的控制极端子保持在第三时间段(t3)之后剩余的残留电荷。象在第二时间段(t2)中那样，第二次级线圈116在四个MOSFET器件的控制极端子之间形成有效的短路。通过第二次级线圈116分布第一整流器156和第二开关154的控制极端子上的电荷，从而提高第二整流器158和第一开关152的控制极端子上的电压。这样，第一整流器156和第二开关154的控制极端子上的电压下降，而第二整流器158和第一开关152的控制极端子上的电压增加，直到所有四个控制极端子上的电压均达到均衡。在电压达到均衡时，两个开关152，154被关闭而两个整流器156，158被开启，从而以和上述相同的方式在同步整流电路中形成三个电流环路。
当第一时间段(t1)再次开始时，两个开关152，154均关闭，而两个整流器156，158均被开启。变压器的初级线圈112上的电压变正，使得第一次级线圈114上的电压为正而第二次级线圈116上的电压为负。由于两个开关152，154的控制极端子已经接近其阈值，在切换到第一时间段(t1)时第一开关152的控制极端子上出现的微小电压增加使得第一开关152快速开启。这使得第二开关154和第一整流器156的控制极端子接地，从而关闭这些器件并且停止通过第一整流器156从第一次级线圈114流出电流。同时，第二次级线圈116上的正电压使第二整流器158保持开启。以和上述相同的方式继续重复导电周期。
自驱动同步整流电路在两个方面明显优于现有技术。首先，在导电周期的第二和第四时间段内，同步整流器156，158保持开启以减少这些MOSFET器件的体二极管的传导损耗。其次，在从第二时间段到第三时间段以及从第四时间段到第一时间段的切换期间，开关152，154的控制极电压总是在阈值水平上，因而从关闭到开启的切换是立即完成的。这使得一个整流器156或158被快速关闭，因而减少了在包含第一次级线圈114和整流器156，158的环路中环流的电流量，否则这种环流的电流会比正常电流水平高出许多倍。
前面描述了低输出电压DC-DC变换器的自驱动同步整流电路的优选实施例，本领域技术人员应当理解，已经实现了所述系统的某些优点。还应当理解，在不超出本发明的范围和目的的前提下可以得出本发明的各种修改，改进和可选实施例。本发明由后面的权利要求限定。
权利要求
1.一种功率变换器，包括初级端电源电路，所述初级端电源电路提供在一部分导电周期内保持零电压的对称变化功率信号；第一次级端电源电路，所述第一次级端电源电路被电感连接到所述初级端电源电路，并且提供输出电压；所述第一次级端电源电路包括具有相应启动端子并且适于按照与所述导电周期的非零电压部分同步的方式轮流启动的第一和第二同步整流器；和第二次级端电源电路，所述第二次级端电源电路被电感连接到所述第一次级端电源电路并且具有与所述第一次级端电源电路相反的极性，所述第二次级端电源电路包括具有相应启动端子的第一和第二开关器件，所述启动端子分别被连接到所述第一和第二同步整流器的所述启动端子，并且所述第一和第二开关器件适于按照与所述导电周期的所述非零电压部分逆同步的方式轮流启动，所述第一和第二同步整流器具有的启动电压阈值低于所述第一和第二开关器件；其中在所述导电周期的连续零电压期间启动所述第一和第二同步整流器，而所述第一和第二开关器件被关闭。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述第一和第二同步整流器还包括MOSFET器件。
3.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述第一和第二开关器件还包括MOSFET器件。
4.如权利要求1所述的功率变换器，其中在所述导电周期的零电压期间，所述第一和第二开关器件的所述启动端子具有平衡电压，所述平衡电压接近所述第一和第二开关器件的所述启动电压阈值，因此所述第一和第二开关器件中的一个在切换到所述导电周期的一个所述零电压部分时迅速启动。
5.如权利要求4所述的功率变换器，其中在切换到所述导电周期的一个所述零电压部分之后所述第一和第二开关器件中的一个器件的启动导致所述第二和第一同步整流器中的对应一个整流器停止工作。
6.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述第一和第二开关器件的所述启动端子分别与所述第二和第一同步整流器的所述启动端子相连。
7.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述初级端电源电路还包括半桥正向变换器驱动电路。
8.在包含第一和第二同步整流器的DC-DC变换器内对在一部分导电周期内保持零电压的对称变化功率信号进行整流的方法，包括在所述导电周期的非零电压部分内启动所述第一和第二同步整流器中的一个；使所述第一和第二同步整流器中所述被启动的一个保持启动状态，并且在所述导电周期的紧接所述非零电压部分之后的零电压部分内启动所述第一和第二同步整流器中的另一个；和在切换到所述导电周期的连续非零电压部分时，使所述第一和第二同步整流器中所述被启动的一个停止工作并且使所述第一和第二同步整流器中的另一个保持启动状态。
9.如权利要求8所述的方法，其中所述第一和第二同步整流器还包括在与所述DC-DC变换器的输出端子隔离的次级电路中提供的相应启动端子，所述至少使第一和第二同步整流器中被启动的一个保持启动状态的步骤还包括在所述次级电路内分布所述启动端子上的电荷。
10.如权利要求9所述的方法，其中所述使第一和第二同步整流器中被启动的一个停止工作的步骤还包括将所述电荷导入大地。
11.如权利要求8所述的方法，其中所述至少使第一和第二同步整流器中被启动的一个保持启动状态的步骤还包括在所述导电周期的所述零电压部分内启动所述第一和第二同步整流器。
12.如权利要求8所述的方法，其中所述第一和第二同步整流器还包括具有相应内部体二极管的MOSFET器件，所述至少使第一和第二同步整流器中被启动的一个保持启动状态的步骤还包括在所述导电周期的零电压部分内传导电流通过所述MOSFET器件的一个通路并且不通过所述的相应内部体二极管。
13.用来在具有初级端电源电路的DC-DC变换器内提供在一部分导电周期内保持零电压的对称变化功率信号的同步整流电路，包括第一次级端电源电路，所述第一次级端电源电路被电感连接到所述初级端电源电路，并且提供输出电压；所述第一次级端电源电路包括具有相应启动端子并且适于按照与所述导电周期的非零电压部分同步的方式轮流启动的第一和第二同步整流器；和第二次级端电源电路，所述第二次级端电源电路被电感连接到所述第一次级端电源电路并且具有与所述第一次级端电源电路相反的极性，所述第二次级端电源电路包括具有相应启动端子的第一和第二开关器件，所述启动端子分别被连接到所述第一和第二同步整流器的所述启动端子，并且所述第一和第二开关器件适于按照与所述导电周期的所述非零电压部分逆同步的方式轮流启动，所述第一和第二同步整流器具有的启动电压阈值低于所述第一和第二开关器件；其中在所述导电周期的连续零电压期间启动所述第一和第二同步整流器，而所述第一和第二开关器件被关闭。
14.如权利要求13所述的同步整流电路，其中所述第一和第二同步整流器还包括MOSFET器件。
15.如权利要求13所述的同步整流电路，其中所述第一和第二开关器件还包括MOSFET器件。
16.如权利要求13所述的同步整流电路，其中在所述导电周期的零电压期间，所述第一和第二开关器件的所述启动端子具有平衡电压，所述平衡电压接近所述第一和第二开关器件的所述启动电压阈值，因此所述第一和第二开关器件中的一个在切换到所述导电周期的一个所述零电压部分时迅速启动。
17.如权利要求16所述的同步整流电路，其中在切换到所述导电周期的一个所述零电压部分之后所述第一和第二开关器件中的一个器件的启动导致所述第二和第一同步整流器中的对应一个整流器停止工作。
18.如权利要求13所述的同步整流电路，其中所述第一和第二开关器件的所述启动端子分别与所述第二和第一同步整流器的所述启动端子相连。
19.如权利要求13所述的同步整流电路，其中所述初级端电源电路还包括半桥正向变换器驱动电路。
20.如权利要求14所述的同步整流电路，其中所述第一和第二同步整流器还包括相应的内部体二极管，所述第一和第二同步整流器传导电流通过自身，从而避免在所述导电周期的零电压部分内传导电流通过所述的相应内部体二极管。
全文摘要
DC－DC功率变换器的自驱动同步整流电路能够使用初级驱动电压有效工作，其中所述初级驱动电压在一部分导电周期内保持零电压。DC－DC功率变换器包含初级端电源电路，所述初级端电源电路提供在一部分导电周期内保持零电压的对称变化功率信号。第一次级端电源电路被电感连接到初级端电源电路，并且具有提供输出电压的输出端子。第一次级端电源电路还包括具有相应启动端子的第一和第二同步整流器。同步整流器适于按照与导电周期的非零电压部分同步的方式轮流启动。第二次级端电源电路被电感连接到第一次级端电源电路并且具有与第一次级端电源电路相反的极性。第二次级端电源电路包括具有相应启动端子的第一和第二开关器件，所述启动端子分别被连接到第一和第二同步整流器的启动端子。第一和第二开关器件适于按照与导电周期的非零电压部分逆同步的方式轮流启动。通过选择使第一和第二同步整流器具有的启动电压阈值低于第一和第二开关器件，使得在导电周期的连续零电压期间两个同步整流器仍然继续工作。
文档编号H02M3/335GK1394383SQ01803569
公开日2003年1月29日 申请日期2001年1月10日 优先权日2000年1月10日
发明者夏刚 申请人:大动力公司