专利名称：一种反激变换器同步整流管的自驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源，具体地说是一种新颖的反激变换器同步整流管的自驱动电路。
背景技术：
随着电源市场的发展，对大电流、低电压输出DC-DC隔离开关电源的需求量也随之大幅度增加。当输出电压低到2V或者更低的时候，正向导通电压只有0.3V的肖特基二极管上的导通损耗也变得不可接受。为了达到高效率，同步整流成了唯一的解决途径。但对于同步整流MOSFET，其门极需要对应的驱动电路来激励，对驱动控制有很高的时序要求。
一般来说，驱动同步整流管的方法有两种自驱动和外驱动。自驱动因为有相对成本低、灵活方便的优点而被广泛应用。但对于反激变换器，已有的自驱动电路要么不能很好地控制共同导通，要么就不适合多路同步整流输出的应用场合。例如，图1所示的自驱动技术是采用外部辅助绕组Nb来驱动同步整流管S3。当S1关断，副边绕组Ns、Nb电压变成上正下负时，S3开通，变压器副边的能量通过S3向负载提供；当S1开通，因副边绕组Ns、Nb电压变为上负下正的过程需要时间，从而使得S1和S3共同导通，副边被短路，尽管这个时间很短，但其共同导通损耗仍很大。严重时将损坏S1和S3，即使正常工作，但因共同导通时间难以控制，变换器的效率会大大下降，通常比采用肖特基二极管整流时还低。
图2(a)所示的自驱动技术是一种常用的反激变换器同步整流管的自驱动电路。该电路包括原边功率电路、副边电路和自驱动电路，所述的原边电路包括主功率MOSFET S1、变压器原边绕组Np、输入端电容Cin，所述的副边电路包括变压器副边绕组Ns、整流管S3和输出端电容Co。其中，所述自驱动电路由二极管D2、电容C2、电阻R2、一个隔离驱动变压器T2、电容C1、电阻R1和一个延时驱动电路组成，所述延时驱动电路由延时电路和驱动电路构成，其中，所述延时电路的一个例子是通过将二极管与电阻并联后，再与接地电容串联而构成。
当来自控制芯片的PWM信号由低变为高时，PWM信号经微分电路R1C1使隔离驱动变压器T2的原边绕组Npp同名端为正，因而T2副边绕组Nss电压变成上负下正(同名端为正)导通D2对C2充电，同步整流管S3因此被关断。PWM信号经延时电路延时后开通主功率管S1将能量储存于变压器T1中。当PWM信号由高变为低时，隔离驱动变压器T2的原边绕组Npp电压变成上负下正(同名端为负)，因而T2副边绕组Nss电压变成上正下负，同步整流管S3因此被开通。储存于变压器T1中的能量通过副边绕组Ns和同步整流管S3提供给负载。如图2(b)所示，这种自驱动电路是将整个PWM信号传到副边实现同步整流管的关断和开通。因此，若将这种自驱动电路应用于多路同步整流输出的反激变换器，各路输出的功率回路和自驱动电路必须相互独立。既各路输出的自驱动电路都必须有一个大体积的隔离驱动变压器。这就使得高功率密度难以实现。在需要原副边高压隔离的场合，这种自驱动电路更为原副边高压隔离带来了麻烦；同时，这种情况下由于驱动变压器的漏感很大，传到副边的驱动波形有很大的电压尖峰，很可能会击穿同步整流管的栅源极。图3所示为两路同步整流输出的反激变换器，图中的Sync信号为PWM1和PWM2的同步信号。
发明内容
因此，本发明的目的是为了解决已有的反激变换器常用自驱动技术中存在的问题，提供一种使变换器的共同导通损耗最小、结构简单、成本低且适合多路同步整流输出应用场合的自驱动电路。
本发明的反激变换器同步整流管自驱动电路通过下述方案实现其变换器包括主功率管和同步整流MOS管，其中，所述自驱动电路包括——一个延时驱动电路，将PWM信号延时后输出给主功率管的门极；——一个隔离微分电路，输入PWM信号，输出一窄脉冲信号；——一个同步整流管关断触发电路，接收来自隔离微分电路输出的窄脉冲信号，将同步整流管的门极钳于零电压；——一个同步整流管自锁电路，接收主变压器副边绕组上的电压信号，将同步整流管的门极维持于零电压；
——一个同步整流管驱动维持电路，在主功率管关断期间维持所述的同步整流MOS管导通。
所述延时驱动电路由延时电路和驱动电路构成，其中，所述延时电路的一个例子是通过将二极管与电阻并联后，再与接地电容串联而构成。
所述隔离微分电路由变压器、一个电容、一个电阻和一个二极管构成，其中，变压器包括原边绕组和副边绕组；所述电容一端串联电阻后与延时驱动电路及PMW信号端相连，另一端与二极管的阴极及变压器的原边绕组的同名端相连，所述二极管的阳极和变压器的原边绕组的非同名端接地。
所述同步整流管关断触发电路由晶体管、一个电容、一个电阻和一个二极管构成；所述电容和电阻并联后一端与二极管的阴极相连，另一端与晶体管的基极相连；所述二极管的阳极与所述变压器的副边绕组的同名端相连，所述晶体管的发射极与所述隔离微分电路的输出端相连。
所述同步整流管自锁电路由晶体管、两个电阻和一个二极管构成；所述晶体管基极和发射极间跨接第一电阻，所述二极管两端跨接第二电阻；并且，所述二极管的阳极与所述晶体管的基极相连，其阴极与所述同步整流管的漏极相连；所述晶体管的发射极连接到所述同步整流管的源极。
所述同步整流管驱动维持电路由晶体管、辅助源、一个电阻和一个二极管构成，所述的晶体管的发射极与二极管的阳极及所述同步整流管的门极相连，其集电极与辅助源和电阻相连，基极与二极管的阴极和电阻的另一端相连。
所述变换器是双反激变换器，具有主变压器原边绕组、副边绕组和第一主功率MOS管和第二主功率MOS管，所述原边绕组的同名端与第一主功率MOS管的源极相连，副边绕组的非同名端与第二主功率MOS管的漏极相连，所述延时驱动电路与所述功率MOS管的门极分别相连。
所述变换器是三绕组箝位反激变换器，具有主变压器原边绕组、副边绕组、第三绕组、主功率MOS管和二极管，主变压器原边绕组的非同名端与主功率MOS管的漏极相连，第三绕组的同名端与二极管的阴极相连，所述延时驱动电路与所述主功率MOS管的门极相连。
所述变换器是RCD箝位反激变换器，具有绕组主变压器原边绕组、副边绕组、主功率MOS管、电容、电阻和二极管，主变压器原边绕组的非同名端与二极管的阳极、功率MOS管的漏极相连，电容和电阻并联后一端与二极管的阴级相连，而另一端与主变压器原边绕组的同名端端相连，所述延时驱动电路与所述主功率MOS管的门极相连。
所述变换器是有源箝位反激变换器，具有绕组主变压器原边、副边绕组、第一主功率MOS管、第二主功率MOS管和电容，所述主变压器原边绕组的同名端通过电容与功率MOS管的漏极相连，所述第二主功率MOS管的源极与所述第一主功率MOS管的漏极及主变压器原边绕组的非同名端相连，所述延时驱动电路与第一主功率MOS管的门极相连。
所述变换器是二极管箝位双反激变换器，具有主变压器原边绕组、副边绕组、第一主功率MOS管、第二主功率MOS管和两个二极管，主变压器原边绕组的同名端与第一主功率MOS管的源极相连，主变压器原边绕组的非同名端与第二主功率MOS管的漏极相连，第二二极管的阳极与第二主功率MOS管的源极连接，阴极与绕组主变压器原边的同名端连接，第一二极管的阴极与第一主功率MOS管的漏极连接，阳极与绕组主变压器原边的非同名端连接，所述延时驱动电路与两个主功率MOS管的门极分别相连。
所述变换器是有源箝位双反激变换器，具有绕组主变压器原边、副边绕组、第一主功率MOS管、第二主功率MOS管、电容和第三主功率MOS管，主变压器原边绕组的同名端与第一主功率MOS管的源极相连，主变压器原边绕组Np的非同名端与第二主功率MOS管的漏极相连，电容与第三主功率MOS管串联后与主变压器原边绕组并联，所述延时驱动电路与第一、第二主功率MOS管的门极分别相连。
本发明的自驱动电路通过原边的延时电路和副边的同步整流管自锁电路对主功率管S1和同步整流管S3之间的开通和关断死区进行调节，从而控制共同导通损耗，提高变换器的效率。更为重要的是，这种同步整流管自驱动电路只需将主变压器原边的PWM信号传到副边触发同步整流管的关断，而在主功率S1导通期间，同步整流管的关断是由所述同步整流管自锁电路维持的。因此，这种同步整流管自驱动电路不需要将原边的整个PWM方波信号传到副边。这个特点使得这种同步整流管自驱动电路应用于多路同步整流输出的反激变换器时，由所述隔离微分电路传到副边的同步整流管关断触发信号可以被共用。这就使应用这种同步整流管自驱动电路的多路同步整流输出的反激变换器只需一个隔离驱动变压器，从而使得高功率密度和原副边高压隔离容易实现。
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1为普通的反激变换器同步整流管自驱动电路；图2(a)为一种常用的反激变换器同步整流管自驱动电路；图2(b)为图2(a)电路中各点的主要波形；图3为应用图2(a)同步整流管自驱动电路的两路输出同步整流反激变换器；图4(a)为本发明的一种新颖的反激变换器同步整流管自驱动电路；图4(b)为图4(a)电路中各点的主要波形；图5为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的两路输出同步整流反激变换器；图6为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的双反激变换器；图7为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的三绕阻箝位反激变换器；图8为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的R.C.D箝位反激变换器；图9为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的有源箝位反激变换器；图10为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的二极管箝位双反激变换器；图11为应用图4(a)同步整流管自驱动电路的有源箝位双反激变换器；具体实施方式
参照图4(a)，本发明的反激变换器同步整流管自驱动电路，其变换器包括主功率管S1和同步整流MOS管S3，所述自驱动电路包括的——一个延时驱动电路，将PWM信号延时后输出给主功率管S1的门极；——一个隔离微分电路，输入PWM信号，输出一窄脉冲信号；——一个同步整流管关断触发电路，接收来自隔离微分电路输出的窄脉冲信号，将同步整流管S3的门极钳于零电压；——一个同步整流管自锁电路，接收主变压器副边绕组Ns上的电压信号，将同步整流管S3的门极维持于零电压；——一个同步整流管驱动维持电路，在主功率管S1关断期间维持所述的同步整流MOS管S3导通。
所述延时驱动电路由延时电路和驱动电路构成，其中，所述延时电路的一个例子是通过将二极管与电阻并联后，再与接地电容串联而构成。
所述隔离微分电路由变压器T2、一个电容C1、一个电阻R1和一个二极管D1构成，其中，变压器T2包括原边绕组Npp和副边绕组Nss；所述电容C1一端串联电阻R1后与延时驱动电路及PMW信号端相连，另一端与二极管D1的阴极及变压器T2的原边绕组Npp的同名端相连，所述二极管D1的阳极和变压器T2的原边绕组Npp的非同名端接地。
所述同步整流管关断触发电路由晶体管Q1、一个电容C2、一个电阻R2和一个二极管D2构成；所述电容C2和电阻R2并联后一端与二极管D2的阴极相连，另一端与晶体管Q1的基极相连；所述二极管D2的阳极与所述变压器T2的副边绕组Npp的同名端相连，所述晶体管Q1的发射极与所述变压器T2的副边绕组Npp的非同名端相连。
所述同步整流管自锁电路由晶体管Q2、两个电阻R4、R7和一个二极管D4构成；所述晶体管Q2基极和发射极间跨接第一电阻R4，所述二极管D4两端跨接第二电阻R7；并且，所述二极管D4的阳极与所述晶体管Q2的基极相连，其阴极与所述同步整流管S3的漏极相连；所述晶体管Q2的发射极与所述同步整流管S3的源极及所述变压器T2的副边绕组Npp的非同名端相连。
所述同步整流管驱动维持电路由晶体管Q3、辅助源VDD、一个电阻R5和一个二极管D3构成，所述的晶体管Q3的发射极与二极管D3的阳极及所述同步整流管S3的门极相连，其集电极与辅助源VDD和电阻R5相连，基极与二极管D3的阴极、电阻R5的另一端、所述同步整流管关断触发电路的晶体管Q1的集电极、所述同步整流管自锁电路的晶体管Q2的集电极相连。
上述同步整流管自驱动电路的工作原理如下参照图4(b)，在t＝t0时刻，来自控制芯片的PWM信号由低变为高，PWM信号经微分电路R1C1使隔离驱动变压器T2的原边绕组Npp同名端为正，因而T2副边绕组Nss电压变成上正下负(同名端为正)经二极管D2、加速电容C2导通晶体管Q1将同步整流管S3关断。PWM信号经延时电路延时后于t＝t1时开通S1将能量储存于变压器T1中；变压器T1的原边绕组Np电压变成上正下负(同名端为正)，因而T1副边绕组Ns电压变成下正上负(同名端为正)经电阻R4、R7分压导通晶体管Q2维持同步整流管S3关断。t＝t3时刻，PWM信号由高变为低，变压器T1的原边绕组Np电压开始反向，T1副边绕组Ns电压也随之开始反向。在t3～t4期间，当开始反向的T1副边绕组Ns电压使晶体管Q2关断后，辅助源VDD开通晶体管Q3为同步整流管S3提供驱动。储存于变压器T1中的能量通过副边绕组Ns和同步整流管S3提供给负载。
由上述工作原理可见，原副边功率管S1、S3之间的开通和关断死区可以通过原边的延时电路和副边的同步整流管自锁电路进行调节，从而控制共同导通损耗，提高变换器的效率。更为重要的是，这种同步整流管自驱动电路只需将原边的PWM信号传到副边触发同步整流管的关断，在原边S1导通期间，同步整流管的关断是由所述同步整流管自锁电路维持的。因此，这种同步整流管自驱动电路不需要将原边的整个PWM方波信号传到副边。这个特点使得这种同步整流管自驱动电路应用于多路同步整流输出的反激变换器时，由所述隔离微分电路传到副边的同步整流管关断触发信号可以被共用。这就使应用这种同步整流管自驱动电路的多路同步整流输出的反激变换器只需一个隔离驱动变压器，从而使得高功率密度和原副边高压隔离容易实现。图5所示为应用这种同步整流管自驱动电路的两路同步整流输出的反激变换器，图中的Sync信号为PWM1和PWM2的同步信号。
对图4(a)的发明技术进行推广，还可得到图6-图11的其它发明方案。它们的特点介绍如下图6是本发明的同步整流管自驱动电路在双反激电路中的推广。该电路具有绕组Np、Ns和功率MOS管S1、S2，所述绕组Np的同名端与功率MOS管S1的源极相连，绕组Np的非同名端与功率MOS管S2的漏极相连，所述延时驱动电路与所述功率MOS管S1和S2的门极分别相连。
图7是本发明的同步整流管自驱动电路在三绕组箝位反激电路中的推广。该三绕组(Nb、Np、Ns)箝位反激变换器具有绕组Nb、Np、Ns，功率MOS管S1和二极管Db，绕组Np的非同名端与功率MOS管S1的漏极相连，绕组Nb的同名端与二极管Dc的阴极相连，所述延时驱动电路与所述功率MOS管S1的门极相连。
图8是本发明的同步整流管自驱动电路在R.C.D箝位反激电路中的推广。该R.C.D箝位反激变换器具有绕组Np、Ns、功率MOS管S1、电容Cb、电阻Rb和二极管Db，绕组Np的非同名端与二极管Db的阳极、功率MOS管S1的漏极相连，电容Cb和电阻Rb并联后一端与二极管Db的阴级相连，而另一端与绕组Np的同名端端相连。所述延时驱动电路与所述功率MOS管S1的门极相连。
图9是本发明的同步整流管自驱动电路在有源箝位反激电路中的推广。该有源箝位反激变换器具有绕组Np、Ns、功率MOS管S1、S2和电容Cc，所述绕组Np的同名端通过电容Cc与功率MOS管S2的漏极相连，所述功率MOS管S2的源极与所述功率MOS管S1的漏极及绕组Np的非同名端相连，所述延时驱动电路与功率MOS管S1的门极相连。
图10是本发明的同步整流管自驱动电路在二极管箝位双反激电路中的推广。该二极管箝位双反激变换器具有绕组Np、Ns、功率MOS管S1、S2和二极管D5、D6，绕组Np的同名端与功率MOS管S1的源极相连，绕组Np的非同名端与功率MOS管S2的漏极相连，二极管D6的阳极与功率MOS管S2的源极连接，阴极与绕组Np的同名端连接，二极管D5的阴极与功率MOS管S1的漏极连接，阳极与绕组Np的非同名端连接，所述延时驱动电路与功率MOS管S1、S2的门极分别相连。
图11是本发明的同步整流管自驱动电路在有源箝位双反激电路中的推广。该有源箝位双反激变换器具有绕组Np、Ns、功率MOS管S1、S2、电容Cc和功率MOS管S4，绕组Np的同名端与功率MOS管S1的源极相连，绕组Np的非同名端与功率MOS管S2的漏极相连，电容Cc与功率MOS管S4串联后与绕组Np并联，其两端分别与绕组Np的同名端和非同名端连接，所述延时驱动电路与功率MOS管S1、S2的门极分别相连。
以上对本发明进行了详细说明，但本发明并不限定于此，凡在不违背发明的精神和内容所作的改进或替换，应被视为属于本发明的保护范围。
权利要求
1.一种反激变换器同步整流管的自驱动电路，其变换器包括主功率管(S1)和同步整流MOS管(S3)，其特征在于所述自驱动电路包括＿＿一个延时驱动电路，将PWM信号延时后输出给主功率管(S1)的门极；＿＿一个隔离微分电路，输入PWM信号，输出一窄脉冲信号；＿＿一个同步整流管关断触发电路，接收来自隔离微分电路输出的窄脉冲信号，将同步整流管(S3)的门极钳于零电压；＿＿一个同步整流管自锁电路，接收主变压器副边绕组(Ns)上的电压信号，将同步整流管(S3)的门极维持于零电压；＿＿一个同步整流管驱动维持电路，在主功率管(S1)关断期间维持所述的同步整流MOS管(S3)导通。
2.如权利要求1所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述延时驱动电路由延时电路和驱动电路构成，其中，所述延时电路的是通过将二极管与电阻并联后，再与接地电容串联而构成。
3.如权利要求1所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述隔离微分电路由变压器(T2)、一个电容(C1)、一个电阻(R1)和一个二极管(D1)构成，其中，变压器(T2)包括原边绕组(Npp)和副边绕组(Nss)；所述电容(C1)一端串联电阻(R1)后与延时驱动电路及PMW信号端相连，另一端与二极管(D1)的阴极及变压器(T2)的原边绕组(Npp)的同名端相连，所述二极管(D1)的阳极和变压器(T2)的原边绕组(Npp)的非同名端接地。
4.如权利要求1所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述同步整流管关断触发电路由晶体管(Q1)、一个电容(C2)、一个电阻(R2)和一个二极管(D2)构成；所述电容(C2)和电阻(R2)并联后一端与二极管(D2)的阴极相连，另一端与晶体管(Q1)的基极相连；所述二极管(D2)的阳极与所述变压器(T2)的副边绕组(Npp)的同名端相连，所述晶体管(Q1)的发射极与所述隔离微分电路的输出端相连。
5.如权利要求1所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述同步整流管自锁电路由晶体管(Q2)、两个电阻(R4、R7)和一个二极管(D4)构成；所述晶体管(Q2)基极和发射极间跨接第一电阻(R4)，所述二极管(D4)两端跨接第二电阻(R7)；并且，所述二极管(D4)的阳极与所述晶体管(Q2)的基极相连，其阴极与所述同步整流管(S3)的漏极相连；所述晶体管(Q2)的发射极连接到所述同步整流管(S3)的源极。
6.如权利要求1所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述同步整流管驱动维持电路由晶体管(Q3)、辅助源(VDD)、一个电阻(R5)和一个二极管(D3)构成，所述的晶体管(Q3)的发射极与二极管(D3)的阳极及所述同步整流管(S3)的门极相连，其集电极与辅助源(VDD)和电阻(R5)相连，基极与二极管(D3)的阴极和电阻(R5)的另一端相连。
7.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述变换器是双反激变换器，具有主变压器(T1)原边绕组(Np)、副边绕组(Ns)和第一主功率MOS管(S1)和第二主功率MOS管(S2)，所述原边绕组(Np)的同名端与第一主功率MOS管(S1)的源极相连，副边绕组(Np)的非同名端与第二主功率MOS管(S2)的漏极相连，所述延时驱动电路与所述两个功率MOS管(S1和S2)的门极分别相连。
8.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述DC/DC变换器是三绕组箝位反激变换器，具有主变压器(T1)原边绕组(Np)、副边绕组(Ns)、第三绕组(Nb)、主功率MOS管(S1)和二极管(Db)，主变压器(T1)原边绕组绕组(Np)的非同名端与主功率MOS管(S1)的漏极相连，第三绕组(Nb)的同名端与二极管(Dc)的阴极相连，所述延时驱动电路与所述主功率MOS管(S1)的门极相连。
9.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述变换器是RCD箝位反激变换器，具有绕组主变压器(T1)原边绕组(Np)、副边绕组(Ns)、主功率MOS管(S1)、电容(Cb)、电阻(Rb)和二极管(Db)，主变压器(T1)原边绕组(Np)的非同名端与二极管(Db)的阳极、功率MOS管(S1)的漏极相连，电容(Cb)和电阻(Rb)并联后一端与二极管(Db)的阴级相连，而另一端与主变压器(T1)原边绕组(Np)的同名端端相连，所述延时驱动电路与所述主功率MOS管(S1)的门极相连。
10.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述变换器是有源箝位反激变换器，具有绕组主变压器(T1)原边(Np)、副边绕组(Ns)、第一主功率MOS管(S1)、第二主功率MOS管S2和电容(Cc)，所述主变压器(T1)原边绕组(Np)的同名端通过电容(Cc)与功率MOS管(S2)的漏极相连，所述第二主功率MOS管(S2)的源极与所述第一主功率MOS管(S1)的漏极及主变压器(T1)原边绕组(Np)的非同名端相连，所述延时驱动电路与第一主功率MOS管(S1)的门极相连。
11.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述变换器是二极管箝位双反激变换器，具有主变压器(T1)原边绕组(Np)、副边绕组(Ns)、第一主功率MOS管(S1)、第二主功率MOS管(S2)和两个二极管(D5、D6)，主变压器(T1)原边绕组(Np)的同名端与第一主功率MOS管(S1)的源极相连，主变压器(T1)原边绕组(Np)的非同名端与第二主功率MOS管(S2)的漏极相连，第二二极管(D6)的阳极与第二主功率MOS管(S2)的源极连接，阴极与绕组主变压器(T1)原边(Np)的同名端连接，第一二极管(D5)的阴极与第一主功率MOS管(S1)的漏极连接，阳极与绕组主变压器(T1)原边(Np)的非同名端连接，所述延时驱动电路与两个主功率MOS管(S1、S2)的门极分别相连。
12.如权利要求1～6任何一项所述的反激变换器同步整流管的自驱动电路，其特征在于所述变换器是有源箝位双反激变换器，具有绕组主变压器(T1)原边(Np)、副边绕组(Ns)、第一主功率MOS管(S1)、第二主功率MOS管(S2)、电容(Cc)和第三主功率MOS管(S4)，主变压器(T1)原边绕组(Np)的同名端与第一主功率MOS管(S1)的源极相连，主变压器(T1)原边绕组(Np)的非同名端与第二主功率MOS管(S2)的漏极相连，电容(Cc)与第三主功率MOS管(S4)串联后与主变压器(T1)原边绕组(Np)并联，所述延时驱动电路与第一、第二主功率MOS管(S1、S2)的门极分别相连。
全文摘要
本发明公开了一种反激变换器同步整流管自驱动电路，其变换器包括主功率管和同步整流MOS管，其中，所述自驱动电路包括一个延时驱动电路、一个隔离微分电路、一个同步整流管关断触发电路、一个同步整流管自锁电路和一个同步整流管驱动维持电路。它能对主功率管和同步整流管之间的开通和关断死区进行调节，从而控制共同导通损耗，提高变换器的效率。由于所述隔离微分电路传到副边的同步整流管关断触发信号可以被共用，这个特点使得这种同步整流管自驱动电路应用于多路同步整流输出的反激变换器时，其变换器只需一个隔离驱动变压器，从而使得高功率密度和原副边高压隔离容易实现。本发明可应用于双反激、RCD箝位反激等各类变换器。
文档编号H02M3/335GK1564445SQ20041003989
公开日2005年1月12日 申请日期2004年3月24日 优先权日2004年3月24日
发明者张从峰, 华桂潮 申请人:伊博电源(杭州)有限公司