专利名称：具能量回收的零电流切换功因校正器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具能量回收的零电流切换功因校正器，尤指一种可回收转态时所产生逆向能量，经储能、放电等步骤予以再利用的零电流切换功因校正器。
背景技术：
目前既有的交换式电源转换器大致包括有一功因校正器、一受前述功因校正器的升压转换电路、一连接受控于功因校正器的顺向式输出电路及一具备独立波宽调变功能的辅助电源电路。其中该功因校正控制器用以控制前述的升压转换电路及顺向式输出电路，配合输出电路以稳定电源输出。
传统的功因校正器通过其开关的切换来将能量由输入端转换至输出端，而在理想上的开关切换瞬间其跨于开关两侧的电压为零(ZVS)或流经开关两侧的电流为零(零电流切换)，以达到无切换损并降低电磁干扰问题。传统的零电流切换转换器虽能将开关切换损降至最低，但还是存在能量损耗的问题。
如同一申请获准的台湾公告第二七九五一四号“功率调整器的零电流切换电路”新型专利案，其创作背景对于传统功率调整器(功因校正器)提出检讨，所揭示的一种交换式电源供应器，其优点在于使用元件数量少，生产成本较低，然而其改善效率约只在85％左右，且因二极管(73)的恢复电流相当大，将提高切换损失，所造成的电磁干扰(EMI)亦十分可观，又因其切换时有尖锐的逆向恢复电流通过动态元件，容易破坏元件，故其元件的可靠性最差。
其还提供另种交换式电源供应器，其以若干串接的萧基二极管(74)(Shockley Diode)及电阻、电容取代前述的二极管(73)，此一构造仍具有前一电路利用元件较少的优点，除此之外，因萧基二极管(74)的逆向恢复电流较小，故其可能引起的电磁干扰亦小，但其效率依然较低，仅约87％，又因多个二极管串接使顺向压降提高，造成切换损失大，其耐压不容易平衡，而易造成损坏，故其元件可靠性差，制造成本高。至于其零电压切换式电源供应器，效率可达92％，且因其逆向恢复电流经由零电压切换电路回收，故电磁干扰较小，然其零电压切换电路将产生较大于输入电流的尖锐切换动作，故无法将电磁干扰减至最低，除此，此种零电压切换式电源供应器所使用的零件数最多，且因控制复杂，亦有尖锐电流经过主动元件，故元件的可靠性较差。
由上述可知，有关交换式电源供应器在效率改善方面，已有不少研究在讨论此问题，而前述专利案进一步提出的解决方案，是利用耗能方式消除逆向恢复电流以改善电力功率因素及提高用电效率，具体作法是于切换电路上设一由电容、电感、饱和电感及电阻等组成的耗能回路，用以吸收消耗触发时产生的逆向恢复电流，进而避免电磁干扰及尖锐电流通过动态元件。
前述专利案尽管大幅提升了功因校正器的工作效率，并解决了逆向恢复电流所造成的电磁干扰及其对于动态元件造成的损害，但所谓的逆向恢复电流事实上亦是一种能量，如能回收予以再利用，将有助于功因校正器工作效率的进一步提升。
发明内容
因此本发明的主要目的在于提供一种可进一步将欲消耗的能量回收予以再利用的零电流切换功因校正器，使其具有能源回收功能，以进一步改善其效率及减少能量损耗。
为达成前述目的，本发明采取的主要技术手段是令前述功因校正器于一桥式整流器与一电源输出端间分设有一滤波电容、一储能电感及一能量转换电路；又有一功因校正控制器的输出端通过一金氧半场效晶体管连接于储能电感与能量转换电路之间；其中该能量转换电路以一饱和电抗、一功率二极管串接于前述储能电感与电源输出端间，又以一电感、一储能电容及数个二极管与前述饱和电抗、功率二极管及金氧半场效晶体管连接，以构成数个电流回路，而在不同时间工作以便回收触发时产生的逆向恢复电流，再经储能、放电等步骤使其送至电源输出端予以再利用，由此以有效提升功因校正器的工作效率。
前述能量转换电路包括有一饱和电抗，与一功率二极管串接于前述储能电感与电源输出端间；一能量回收电容，通过一电感、一二极管在饱和电抗与功率二极管之间构成回路；该二极管并通过又一二极管连接至电源输出端；一消耗电阻，其一端连接前述电感，并通过一电容与前述饱和电抗、电感构成回路；该电容又经由一二极管连接至电源输出端；一终端储能电容，连接于电源输出端与接地之间。
前述功因校正控制器由一脉波宽度调变电路构成。
图1为本发明的电路图；图2为本发明在不同时序下的工作波形图；图3为本发明在不同时序下的电路特性示意图；图4为本发明饱和电抗在不同时序下的理论磁滞曲线图；图5为本发明功率二极管在不同时序下的电流波形图；图6为本发明输入电压电流波形图；图7为本发明金氧半场效晶体管的零电压切换波形图；图8为本发明饱和电抗的电压电流波形图；
图9为本发明金氧半场效晶体管Vds对电感L3、电容C3的电流波形图；图10为本发明金氧半场效晶体管Vds对功率二极管D1、二极管D4的电流波形图；图11为本发明金氧半场效晶体管Vds对功率二极管D1、电容C2的电流波形图；图12为本发明的整体效率曲线比较图；图13为本发明一可行实施例的交换式电源供应器电路图。
附件一本发明的主要电路元件规格表；附件二传统切换方式与零电流切换方式与使用萧特基二极管切换方式的实测整体效率比较表。
图中符号说明10桥式整流器20能量转换电路30功因校正控制器具体实施方式
有关本发明一较佳实施例的具体电路构造，请参阅图1所示，其令一功因校正器于一桥式整流器10与一电源输出端Vout间分设有一滤波电容C1、一储能电感L1及一能量转换电路20；又以一功因校正控制器30的输出端通过一金氧半场效晶体管Q1连接于储能电感L1与能量转换电路20之间；其中该功因校正控制器30由一脉波宽度调变电路构成。又，能量转换电路20包括一饱和电抗L2，与一功率二极管D1串接于前述储能电感L1与电源输出端Vout间；一能量回收电容C2，通过一电感L3、一二极管D2在饱和电抗L2与功率二极管D1之间构成回路；该二极管D2并通过又一二极管D3连接至电源输出端Vout；一消耗电阻R1，其一端连接前述电感L3，并通过一电容C3与前述饱和电抗L2、电感L3构成回路；该电容C3又经由一二极管D4连接至电源输出端Vout；一终端储能电容C4，连接于电源输出端Vout与接地之间。
又如图2所示，为本发明工作电压电流在不同时序下的波形。其具体电路工作原理将配合图3加以说明，在图3中将全部时序由T0～T6分成七段来逐一说明。图4为饱和电抗L2在不同时序下的理论磁滞曲线，通过饱和电抗L2在不同时序的特性来达到零电流切换(ZCS)及能源回收的目的。首先，请参阅图3所示各时序下的电路特性T0T0是接续T6而来，由于此动作已处于稳定状态，所以此时电容C3维持原来的放电状态，且饱和感抗L2进入饱和状态呈现短路的特性，金氧半场效晶体管Q1尚未开启，所以输入能量通过桥式整流器10的电流I1经由储能电感L1、饱和感抗L2、二极管D1对输出提供所需的能量。而在T6时，流经电容C3的电流I9将因为饱和感抗L2的饱和而消失。电容C3消耗电流I2经由饱和感抗L2、电感L3持续将能量消耗在电阻R1上，为下一次充电做准备。
T1在此状态下，金氧半场效晶体管Q1正准备要开启，在此瞬间因为电流I2仍维持原方向流动，且饱和感抗L2处于放电状态，所以电流I2、I4与电流I3的电流方向相抵消，金氧半场效晶体管Q1达到零电流切换工作的目的，用以减少切换损。在此时饱和感抗L2产生电流I4经二极管D1流至输出端，所以饱和感抗L2将由饱和状态趋向主动状态。而电容C3仍保持原来放电状态。
T2在此状态下，金氧半场效晶体管Q1已开启，此时饱和感抗L2已放电完毕并进入主动区呈现高阻抗状态，而二极管D1正处于逆向恢复状态所以会有电流I5、I6等二个逆向电流产生，且大部分逆向流经I6电流路径到地，仅微量电流经过I5电流路径。而流经电感L3、电阻R1、电容C3、到地的电流会将二极管D1逆向能量储存于电感L3上，以为能量回收做准备。
T3在此状态下，二极管D1的逆向能量已释放完毕，所以此时电感L3极性会反转过来而产生I7和I8两路电流，一路为电流I7，其流经二极管D2对电容C2充电，而将二极管D1逆向能量储存于电容C2上达到能量回收的目的；另一路为电流I8，其流经电感L3、电阻R1、电容C3对饱和感抗L2充电，将饱和感抗L2从主动区再推至饱和区而呈现低阻抗状态。如图4的T3箭头所示，是从第三象限推向第一象限。
T4在此时电感L3已将能量完全释放给电容C2，而能量将转换成电压形式保存于电容C2等待再利用。而电容C3保持放电以产生电流I8，以持续将饱和感抗L2推向饱和状态。
T5在此状态下，金氧半场效晶体管Q1正准备要关闭，所以储能电感L1开始释放其保存的能量。因为电容C2本身带有负电压差使得二极管D1两端呈逆向电压而不会导通，二极管D3呈顺向电压导通，故电流I10由储能电感L1流经已饱和的饱和感抗L2、电容C2、二极管D3到电压输出端Vout随的将电容C2上的能量回收至输出端。此动作达成再利用电容C2回收能量的目的。此时电容C3仍维持放电，其放电路径上的电流I8持续将饱和感抗L2推向饱和状态，但此时能量已非常微小。
T6在此状态下，电容C2能量已完全释放，所以原本带有的电压差已归为零，所以此时二极管D3不导通，而二极管D1因达顺向偏压而导通，故电流I10将经由饱和感抗L2、二极管D1到Vout。同时电容C3左测升高于电压输出端Vout，则电流I9因二极管D4顺向偏压而形成。电流I9经储能电感L1、电容C3、二极管D4至电源输出端Vout且对电容C3充电。最后回到T0时序反复动作。
通过上述说明可了解本发明功因校正器的电路构造与工作原理，至于一具能量回收的零电流功因校正器较佳的具体规格可如以下所列，而主要元件额定值选取方法程序将如下所示输入输出电压电流规格输入电压Vin90V/60Hz输出电压Vout400V最大输出功率Pout1000W工作频率fs100kHz饱和电抗L2由工作波形中看到饱和感抗L2需符合以下条件1.为了达到零电流切换的目的饱和感抗L2漏感的能量释放时间要大于晶体管Q1的爬升时间T1，波形如图5所示其上20ns时间即为其零电流切换时间；2.在T2中看到饱和感抗L2必须容纳二极管D1的逆向恢复电荷Qrr而不产生饱和现象。经由元件厂商提供的规格表已知金氧半场效晶体管Q1的爬升时间约20ns，二极管D1的逆向恢复电荷为45A/n电容C(L3＝100uH；T＝100℃)；所以经由峰值电流IP公式(1)与伏秒平衡公式(2)可求得IP＝16.76A，饱和感抗L2＝0.48uH。
Ip=2PinVin---(1)]]>L2=Vout×T1Ip---(2)]]>在此需再验证饱和感抗L2是否饱和，公式(3)为L3电流斜率，代入得到值4A/us再将此结果代入(4)移项求得时间为150ns，所以求得伏秒乘积为400V×150ns＝60n伏秒。最后代入磁通变量公式(5)求得ΔB＝5.97K高斯，因饱和感抗L2规格表Bs＝5K高斯，ΔB＜2Bs所以Qrr不会使产生饱和感抗L2产生饱和现象。
didt=VoutL3---(3)]]>
Qrr=12(didt)t2---(4)]]>ΔB=V×SN×Ae×10---(5)]]>能量回收用电容C2由于电容C2跨压VC2必须低于二极管D1的额定值减去输出电压避免二极管D1误动作，所以VC2应低于600V-400V＝200V，在此选用跨压为120V计算使用。而由于能量回收时L3的能量会完全释放到电容C2上，所以经由公式(6)移项求得电容C2＝2500pF。
JL3=12L3×IL32=12C2×Vc22---(6)]]>提升饱和电抗用电容C3由于电容C2能量回收后电容C2上瞬间最大能量会等于饱和感抗L2上饱和状态能量，图5上T6时间为此时电流波形，所以经由公式(7)可求出I饱和感抗L2上最大漏电电流ILK为8.7A，在此假设VC3工作电压为9V代入公式(8)可求出电流建立时间T6为0.43us，再将此值代入公式(9)求得电容C3的值为0.19uF。
ILK=2×JC2L2---(7)]]>T6=(Ip-ILK)×L2VC3---(8)]]>C3=QVC3=12(Ip-ILK)×T6VC3---(9)]]>消耗电阻R1由于电阻R1是用来消耗电容C3将饱和感抗L2推向饱和区用的电阻，所以必须能够承受电容C3所流经消耗的能量。且也要估算其可承受瓦特数，所以经由式(10)求出电阻值为51Ω，由式(11)可估算其最大消耗瓦特数P电阻R1为0.78W。
R1=VC3IC3=2Tperiod×VC3(Ip-ILK)×T6---(10)]]>PR1=VC3(rms)2R1---(11)]]>为了验证所提出具能量回收改良式功因校正器的预期工作原理与分析，如图13所示为运用前述功因校正器的交换式电源供应器，其电路参照预定的规格测试。由于在电路实作时元件的选择会对整体电路效率产生一定的影响，有别于以往实验只单对同一元件做效率比较，由于本发明的能源回收电路主要是回收主功率二极管的逆向饱和能量，所以在本发明将各别对三种常用的不同材料系数二极管对整体效率的影响来比较出元件的差异所照成的影响，附件二为此实验的主要电路元件与用于比较的三种不同功率二极管规格表。
又在附件三的表列资料中比较了传统切换方式与加入本发明后的能量损失差异，在附件三中明显看出加入具能量回收的零电流切换电路可提高整体效率约1％的效果，如果选用材料系数较差的功率二极管，此电路对效率提升的效果会更明显。
图6为输入电压与电流在1000瓦的波形在此量测到功率因子几乎为1(0.99)。图7为主切换开关的零电流切换波形，在此量测到切换电压电流交越时间几乎为零，已大大的减少传统的切换损失。图8至图11为单一周期下各主要元件切换电压电流波形用来与理论波形相互比较，已具体证明本发明电路的可行性。图12为不同负载下的效率曲线图，在此可明显看出输出功率二极管的选择对整体效率的差异与加入本发明电路所能提升的效率差别。
综上所述，本发明提出一具能量回收的零电流切换功因校正器可对传统功因校正器效率达到改善的效果。其中零电流切换电路对金氧半场效晶体管产生几乎无能量损耗的效果，功因校正器对其功率因子产生几乎为1的效果，而传统的功因校正器输出二极管逆向饱和能量的问题皆可通过本发明提出的电路予以改善解决。且经由此具能量回收的零电流切换功因校正器的电路实验中发现加入此电路可减少10多瓦的损失，甚至比材料系数最好的功率二极管可以节省更多能量，由此可证明本发明具有相当良好的工作效能。
附件一
附件二
权利要求
1.一种具能量回收的零电流切换功因校正器，其特征在于，主要是于一桥式整流器与一电源输出端间分设有一滤波电容、一储能电感及一能量转换电路；又以一功因校正控制器的输出端通过一金氧半场效晶体管连接于储能电感与能量转换电路之间；其中该能量转换电路以一饱和电抗、一功率二极管串接于前述储能电感与电源输出端间，又以一电感、一储能电容及数个二极管与前述饱和电抗、功率二极管及金氧半场效晶体管连接，以构成数个电流回路；由此，前述电路可在不同时间工作回收触发时产生的逆向恢复电流，再经储能、放电等步骤使其送至电源输出端予以再利用。
2.如权利要求1所述的具能量回收的零电流切换功因校正器，其中，该能量转换电路包括有一饱和电抗L2，与一功率二极管D1串接于前述储能电感L1与电源输出端间；一能量回收电容C2，通过一电感L3、一二极管D2在饱和电抗L2与功率二极管D1之间构成回路；该二极管D2并通过又一二极管D3连接至电源输出端；一消耗电阻R1，其一端连接前述电感L3，并通过一电容C3与前述饱和电抗L2、电感L3构成回路；该电容C3又经由一二极管D4连接至电源输出端；一终端储能电容C4，连接于电源输出端与接地之间。
3.如权利要求1或2所述的具能量回收的零电流切换功因校正器，其中，该功因校正控制器由一脉波宽度调变电路构成。
全文摘要
本发明涉及一种具能量回收的零电流切换功因校正器，主要是于一桥式整流器与一电源输出端间分设有一滤波电容、一储能电感及一能量转换电路；又有一功因校正控制器的输出端通过一金氧半场效晶体管连接于储能电感与能量转换电路之间；其中，能量转换电路由一饱和电抗、储能电容、电感配合数个二极管在不同工作时间分别构成不同的电流回路，以便回收转态时产生的逆向能量，再经储能、放电等步骤予以再利用，藉以提升功因校正器的工作效率。
文档编号H02M1/14GK1581653SQ0312781
公开日2005年2月16日 申请日期2003年8月11日 优先权日2003年8月11日
发明者林国藩, 李鸿钦 申请人:康舒科技股份有限公司