专利名称：模拟电子表的制作方法
技术领域：
本发明涉及受到冲击时也能防止显示的时刻不准的模拟电子表。特别涉及使手表掉落或表针受到冲击时也能防止显示的时刻不准的模拟电子表。
背景技术：
现有技术的手表等模拟电子表，采用使设置在显示部的表针旋转的结构，利用该表针——时针、分针、秒针的旋转位置，可以知道现在的时刻。这种手表，由于体积小，所以要求表针具有很好的视认性和显示正确的时刻。特别是手表，由于要求小型化、省电化，为了满足这些要求而必须使用相应的细小的表针，所以导致视认性差。
为了提高视认性，而例如将秒针加粗后，人们担心该秒针变重，会使耐冲击性变差，稍微受点冲击，就会造成时刻不准。为了提高这种耐冲击性，虽然可以增大驱动源——步进电机的保持力，但却要增大驱动时的消耗电流，所以不能采用。
作为避免受到冲击时时刻不准的结构，例如在下列专利文献1、2等中记述着。专利文献1记述的技术，是在检出受到冲击的步进电机的转子摆动而产生的反电动势时，使该转子受到制动，从而防止时刻不准。另外，专利文献2记述的技术，是使冲击检出时的反电动势和该反电动势电平周期性地放大，容易检出冲击的技术。
专利文献1特开昭56-110073号公报专利文献2特公昭61-61356号公报 可是，进几年来的手表，发电表日益普及，即使是内置电池的手表，其电池(电源)的低容量化也有了长足的发展。同时，手表还越来越小型化。因此，采用上述现有技术，已经不能在受到冲击时防止时刻不准。
发明内容
本发明就是针对上述情况而研制的，目的在于提供即使受到冲击时也能够防止时刻不准、还能同时实现小型化及电池低容量化的模拟电子表。
为了解决上述课题，达到发明的目的，本发明之1的发明涉及的模拟电子表，其特征在于，具备驱动信号供给单元，该单元生成、供给计时用的基准信号；冲击检出单元，该单元根据运针驱动表针的步进电机的反电动势，检出来自外部的冲击；控制单元，该单元在所述表针处于运针状态时，根据所述驱动信号供给单元供给的所述基准信号，利用间歇性的驱动脉冲，驱动控制所述步进电机，在所述表针处于非运针状态、由所述冲击检出单元检出所述冲击时，制动控制所述步进电机。
另外，本发明之2的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之1所述的发明中，具备斩波放大单元，该单元在受到冲击时时，用所定的放大度及脉冲周期，放大所述步进电机产生的反电动势；在所述冲击检出单元中，设定所定的临界值，根据被所述斩波放大单元以所述脉冲周期放大的信号电平是否超过该临界值，检出有无所述冲击。
另外，本发明之3的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之2所述的发明中，所述斩波放大单元，将所述脉冲周期，设定成与所述表针的重量、惯性力矩对应的值。
另外，本发明之4的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之2或3所述的发明中，所述斩波放大单元，将所述脉冲周期，设定成与电源电压对应的值。
另外，本发明之5的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之2或3所述的发明中，所述斩波放大单元，将所述脉冲的斩波宽度设定成30.5μS。
另外，本发明之6的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之1～3任一项所述的发明中，所述控制单元，具有在检出所述冲击时，控制所述步进电机的锁定脉冲输出单元；该锁定脉冲输出单元，输出与供给所述步进电机的电源电压对应期间的锁定脉冲。
另外，本发明之7的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之6所述的发明中，所述锁定脉冲输出单元，输出和发生冲击时的驱动脉冲同相、连续的脉冲。
另外，本发明之8的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之7所述的发明中，所述锁定脉冲输出单元输出的锁定脉冲，至少包含输出所述连续的脉冲的锁定期间，和在经过该锁定期间后输出使其反相的脉冲的稳定区间。
另外，本发明之9的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之1～3、7、8中任一项所述的发明中，所述控制单元，具备负荷补偿单元，该单元在刚输出所述驱动脉冲后，根据检出来自所述脉冲电机的反电动势，检出转子的旋转。
另外，本发明之10的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之1～3、7、8中任一项所述的发明中，所述控制单元，设定所定时间的稳定期间，从而在输出所述驱动脉冲之前，分别使所述脉冲电机的转子从静态稳定点起动，在输出所述驱动脉冲之后，使所述脉冲电机的转子返回静态稳定点。
另外，本发明之11的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之1～3、7、8中任一项所述的发明中，所述冲击检出单元，由不依赖电源电压的、根据恒定电压化的电源供给动作的反相器构成。
另外，本发明之12的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之9所述的发明中，所述冲击检出单元，具备受到冲击时，检出来自所述脉冲电机的反电动势的冲击检出用电阻；所述负荷补偿单元，具备在刚输出所述驱动脉冲后，检出来自所述脉冲电机的反电动势的负荷补偿用电阻。
另外，本发明之13的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之12所述的发明中，所述冲击检出用电阻，设定成能够在所述冲击时，检出所述脉冲电机的旋转的最低的电阻值。
另外，本发明之14的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之12所述的发明中，所述冲击检出用电阻，可以按照钟表机种设定。
另外，本发明之15的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之12～14任一项所述的发明中，设计共用所述冲击检出用及所述负荷补偿用的检出电阻；所述冲击检出单元及所述负荷补偿单元，使用所述检出电阻，进行所述冲击检出及所述负荷补偿。
另外，本发明之16的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之7、8、12～14任一项所述的发明中，所述锁定脉冲输出单元，在每个所定期间进行逻辑频率调整之际，输入所述锁定脉冲时，确保该锁定脉冲的输出期间。
另外，本发明之17的发明涉及的模拟电子表，其特征在于在本发明之7、8、12～14任一项所述的发明中，具备电池检出控制单元，该单元在每个所定期间检出电源电压之际，在所述锁定脉冲输出单元输出所述锁定脉冲时，使所述锁定脉冲的输出优先。
本发明涉及的模拟电子表，可以获得即使受到冲击时也能防止时刻不准的的效果。特别是在电池低容量化、钟表本体小型化的情况下，也能在受到冲击时获得抑制表针的移动、防止时刻不准的效果。
图1是表示本发明的第1实施方式涉及的模拟电子表的结构的方框图。
图2是表示稳压器电路的方框图。
图3是表示锁定脉冲用计数器的结构的电路图。
图4是表示BD控制电路的控制内容的时序图。
图5是表示秒针的运针状态及非运针状态中各部的信号状态的时序图。
图6是表示运针状态中的各部的信号状态的时序图。
图7是表示在非运针状态的期间产生轻微冲击时，各部的信号状态的时序图。
图8是表示在非运针状态的期间产生强烈冲击时，各部的信号状态的时序图。
图9是表示轻微冲击时检出的电流波形的图形。
图10是表示斩波放大引起的轻微冲击时电流波形的图形。
图11是斩波放大表示时的周期和斩波宽度的关系的设定示例的图表。
图12是为了讲述本发明的结构中的电源电压和时刻不准的关系的图表。
图13是为了讲述本发明的结构中的电源电压和时刻不准的关系的图表。
图14是表示本发明的第2实施方式涉及的模拟电子表的结构的方框图。
图中100-模拟电子手表；101-驱动信号供给部；102-控制电路；103-驱动电路；104-冲击检出电路；105-步进电机；106-秒针；111-振荡电路；112、113、114-分频电路；115-波形成形电路；116-DF调电路；117-BD控制电路；118-斩波放大用波形成形电路；121-电动机驱动脉冲波形成形电路；122-锁定脉冲控制电路；123-锁定脉冲用计数器；124-锁定脉冲波形成形电路；125-负荷补偿控制电路；126-冲击检出电阻控制电路；131、132、133、134、135、136、142、144、153、154-晶体管；141、143-冲击检出电阻；145、146-反相器；147、148-电平转换电路；149、157-OR电路；150AND电路；151、152-负荷补偿检出电阻；155、156-反相器；161-线圈；161a-磁极片；162-转子；163、164-齿轮；AA、BB-信号线。
具体实施例方式下面，参照附图，详细讲述本发明涉及的模拟电子表的实施方式。此外，本发明并不局限于该实施方式。
(第1实施方式)图1是表示本发明的第1实施方式涉及的模拟电子表的结构的方框图。模拟电子表100，由驱动信号供给部101、控制电路102、驱动电路103、冲击检出电路104和步进电机105构成。在图中，给各部输出的信号，附加S1、S2、…的编号。
驱动信号供给部101，供给驱动信号，以便旋转驱动作为模拟电子表100的手表设置的表针。步进电机105，以1秒的周期步进驱动秒针106。将驱动秒针106时，作为运针状态；将非驱动时，作为非运针状态。驱动信号供给部101具有输出基准的振荡信号S1(32768Hz)的振荡电路111；根据振荡电路111的振荡信号S1的输入，获得必要的分频输出S2、S3、S4的多级的分频电路112、113、114；使分频电路114的分频输出S4(10秒单位的脉冲)成为波形的波形成形电路115。
另外，具有输出以波形成形电路115的S5的周期，进行逻辑频率调整(DF调)的信号S17的DF调电路116；在根据分频电路112、114的分频输出S2、S4，检出驱动用的电池的电源电压之际，进行后文讲述的冲击检出重叠时的控制的BD控制电路117；根据分频电路112的分频输出S8和锁定脉冲控制电路122输出的锁定脉冲控制信号S12的输入，生成需要高精度地检出秒针106的非运针状态时产生的冲击的检出信号的、被斩波放大的脉冲信号的斩波放大用波形成形电路118。
控制电路102，具有例如由随机逻辑块构成，在分频电路113正在输出分频输出S3(1秒单位的脉冲)的普通脉冲的期间，输出禁止锁定脉冲控制电路122的控制信号S11的电动机驱动脉冲波形成形电路121；输入电动机驱动脉冲波形成形电路121输出的控制信号S11和被冲击检出电路104检出的冲击检出信号S33，输出防止冲击检出时步进电机105的秒针错位的锁定脉冲的输出控制信号S12、S13的锁定脉冲控制电路122；由根据锁定脉冲控制电路122输出的锁定脉冲的控制信号S13和波形成形电路115输出的波形成形后的分频输出S5(10秒单位的脉冲)，设定输出期间的计数器构成的锁定脉冲用计数器123；将锁定脉冲用计数器123输出的锁定脉冲S14波形成形的锁定脉冲波形成形电路124；在秒针106处于运针状态时，检出刚向步进电机105供给驱动脉冲后的时期，步进电机105的转子162是否转动的负荷补偿控制电路125；在秒针106处于运针状态时，停止冲击检出，在秒针106处于非运针状态时，进行冲击检出的冲击检出电阻控制电路126。
驱动电路103，具有每隔1秒将旨在运针驱动秒针106的驱动脉冲S18、S19由控制电路102供给步进电机105的信号线AA、BB。在信号线AA中，设置着MOS-FET等晶体管131、132；在信号线BB中，设置着接收驱动脉冲S20、S21的晶体管133、134，供给步进电机105的线圈161。在信号线AA上，与晶体管131、132并列设置着晶体管135；在信号线BB上，与晶体管133、134并列设置着晶体管136。这些晶体管135、136，在非运针状态时，将斩波放大用波形成形电路118供给的冲击检出用的脉冲信号S10供给信号线AA、BB。这些晶体管135、136，与作为输出驱动脉冲S18、S19、S20、S21的驱动器的晶体管131、132、133、134并列设置，由于是较小的晶体管，所以栅极容量小，能够抑制耗电量的增加。
冲击检出电路104，具有与信号线AA连接的冲击检出电阻141和晶体管142，与信号线BB连接的冲击检出电阻143和晶体管144。冲击检出电阻141的电阻值，设定成能够检出步进电机105的转子162冲击旋转的最低值(例如40KΩ～160KΩ的范围)。加大电阻值，虽然能够提高灵敏度，但同时为了能够在受到较小的冲击时，也能检出冲击，所以需要设定成适当的值。该冲击检出电阻141的电阻值，可以根据表的机种(例如秒针106的重量、惯性力矩(叫做偏重)及大小)以及每块表的情况，设定或调整成最佳值后出厂。这样，能够抑制输出不必要的冲击检出时的锁定脉冲。
晶体管142、144，被控制成能在冲击检出电阻控制电路126的控制信号S15的作用下，检出非运针状态的冲击。秒针106在非运针状态时接收的冲击，在步进电机105的反电动势的作用下，在信号线AA、BB上作为电流波形表现。这时，被斩波放大的电流波形(冲击检出信号)，通过冲击检出线上的信号S22、S23做媒介，输入反相器145、146。反相器145、146，比较预定的临界值和输入的冲击检出信号S22、S23，在冲击检出信号S22、S23的电平超过临界值时，输出冲击检出状态的信号S28、S29(该信号也被称作“冲击检出信号”)。
电平变换电路147、148，向OR电路149输出对该冲击检出信号S28、S29进行了电平变换的信号S30、S31。OR电路149，将信号S30、S31作为输出S32，向AND电路150输出。ANO电路150，输入该信号(冲击检出信号)S32和冲击检出电阻控制电路126的控制信号S15，只将非运针时检出的冲击检出信号S33向锁定脉冲控制电路122输出。另外，负荷补偿检出电阻151、152和晶体管153、154与信号线AA、BB连接，负荷补偿检出时期被负荷补偿控制电路125的信号S16控制。负荷补偿时，分别与信号线AA、BB连接的反相器155、156的输出S24、S25，作为通过OR电路157做媒介的输出S26，向负荷补偿控制电路125输出。然后，反映其结果，信号S27被电动机驱动脉冲波形成形电路121输出， 步进电机105，由线圈161的磁极片161a部分——可以旋转的转子162和与转子162连接的多个齿轮163、164构成。在最后一级的齿轮164上，安装着秒针106。
图2是表示稳压器电路的方框图。本发明的手表，利用校准器200，将电源电压VSS作为恒定电压Vreg供给冲击检出电路104的反相器145、146。这样，反相器145、146就能够不依存电源电压，防止灵敏度的变化，进行稳定的冲击检出。另外，由于冲击检出信号的电平在临界值附近变动后，反相器145、146消耗的电能就要增大，所以被降低能力地设定。尽管如此，也能用电压电平进行检出，所以对检出电平及灵敏度没有影响。
图3是表示锁定脉冲用计数器的结构的电路图。锁定脉冲用计数器123，确保锁定脉冲的输出期间，以免在所定周期(例如每隔10秒)进行的逻辑频率调整(DF调)时使锁定脉冲的输出期间变短。锁定脉冲用计数器123具有输入分频电路112供给的分频输出S7，被纵列连接的分频用的4个计数器F1～F4；输入最终级的计数器F4的输出S40和波形成形电路115每逢DF调的输出S5的AND电路306；使波形成形电路115的输出S5反相的反相器307；利用反相器307将最终级的计数器F4的输出S40和波形成形电路115的输出S5反相后输入的AND电路308；计数AND电路306的输出的计数器F5；输入计数器F5的输出S41和AND电路308的输出的OR电路309。
对于计数器F1～F4的输出S40而言，计数器F5的输出S41输出较长期间的锁定脉冲。就是说，在进行DF调之际，使用计数器F5的输出S41，在不进行DF调之际，使用计数器F1～F4的输出S40，从而能够在进行每隔所定周期的DF调时，防止锁定脉冲的输出期间缩短。就是说，OR电路309的输出S14，作为锁定脉冲的输出期间，确保一定的期间。锁定脉冲通过锁定脉冲波形成形电路124做媒介波形成形后，供给步进电机105。
图4是表示BD控制电路的控制内容的时序图。BD控制电路117，根据分频电路112、114的分频输出S4、S6的时序，在通常的运针时，定期检出电源电压下降的情况(图中(a))。而且，冲击检出后，由锁定脉冲控制电路122输出锁定脉冲(图中(b)、图1的信号S34)时(时期T1)，BD控制电路117停止检出电源电压。BD控制电路117如图中(c)所示，进行从时期t1起到停止输出的时期t2为止的期间状态保持。而在时期t2以后的所需时期(时期t3)，重新开始被停止的电源电压的检出。此外，通常的电源电压的检出间隔，远比图4(a)记述的时序长。
接着，讲述上述结构的动作。图5是表示秒针的运针状态及非运针状态中各部的信号状态的时序图。如图所示，秒针交替处于非运针状态和运针状态。由非运针状态变成运针状态时，控制电路102对晶体管131而言的输出S18由“H”变成“L”，对晶体管132而言的输出S19则保持“L”不变。斩波放大用波形成形电路118的输出S10，如图所示，由于非运针状态时斩波放大而输出周期性的脉冲。信号线AA及信号线BB，在图中的实线的期间用“H”激活，虚线的期间是OPEN。
另外，控制电路102对晶体管133而言的输出S20，从“H”起，只经过所定期间(T2例如1ms)后，变成用驱动脉冲的输出周期性地在“H”和“L”之间交替变化的状态，对晶体管134而言的输出S21，也同样从“L”起，变成在驱动脉冲的作用下，“H”和“L”周期性地交叉的状态。在运针状态的期间，在输出S15的作用下，禁子冲击检出(区间T0)。对晶体管131而言的输出S21也同样从“L”在驱动脉冲的作用下周期性地变成“H”和“L”交叉的状态。冲击检出电阻控制电路126，在运针状态的期间，在输出S15的作用下，禁止冲击检出(禁止冲击检出区间T0)。该禁止冲击检出区间T0，从运针状态变成非运针状态时，只经过所定期间(T1)后结束。另外，负荷补偿控制电路125，在负荷补偿检出区间，信号线AA、BB都断开，在允许反电动势产生的电流的同时，还使晶体管153、154ON，将电位作为VDD，利用反相器155、156检出单方向的反电动势产生的电压。这样，能够检出步进电机105的转子162是否旋转。因此，运针脉冲输出后，数ms之间输出信号S16，进行旋转检出。
图6是表示运针状态中的各部的信号状态的时序图。运针状态的期间中，依次由从运针开始起，使其从静态稳定点启动的区间(期间T2可参照图5)、驱动脉冲发生区间(期间T3)、负荷补偿检出区间(期间T4)、返回静态稳定点的区间(期间T5)构成。这些所谓的“静态稳定点”，是步进电机105的转子162在不接收驱动脉冲的供给的状态下稳定的旋转位置。
驱动脉冲，由控制电路102对晶体管133、134而言如图所示的、交叉的所定数的脉冲信号S20、S21构成。该驱动脉冲，经过使其从静态稳定点启动的区间(期间T2)后，在所定期间(例如6ms)之间输出。由于在输出驱动脉冲之前的信号线AA、BB是断开状态，所以急剧供给驱动脉冲后，步进电机105的转子162就从不是静态稳定点的不稳定的位置开始动作。设定该期间T2后，能够将转子162拉回静态稳定点。供给该驱动脉冲后，流入步进电机105的电流波形，如图所示地变化。驱动脉冲发生区间(期间T3)结束后，信号线AA、BB上的电流波形，为了收敛而如图所示地变化。在负荷补偿检出区间(期间T4)中，为了检出来自步进电机105的反电动势，而输出负荷补偿控制电路125输出的S16。然后，等到经过返回静态稳定点的区间(期间T5)后，结束运针状态。
图7是表示在非运针状态的期间产生轻微冲击时，各部的信号状态的时序图。移行到非运针状态时，信号S18是“H”，信号S18是“L”，信号S10是周期为1ms、斩波宽度——“L”期间为30.5μs的交替信号，信号S20是“H”，信号S21是“L”，信号S15是“H”，信号S16是“L”。
在这种状态中，假设在时期t5中外加轻微冲击。这时，电流波形如图所示地变化。该电流波形被斩波放大的信号S10放大。这样，轻微冲击产生的电流波形的电平即使较小，也能如图所示，在被斩波放大后，峰值增高，从产生轻微冲击时起，在较短的期间超过临界值，能够检出冲击。斩波放大的详细动作，将在后文讲述。
冲击检出电路104的反相器145、146设定的临界值，是作为恒电压Vreg的一半的电压(Vreg/2)。给予轻微的冲击时，步进电机105的线圈161的感应电动势超过该临界值时(时期t6)，冲击检出信号S33被锁定脉冲控制电路122输出。锁定脉冲控制电路122将供给信号线AA上设置的晶体管131、132的信号S18、S19都作为“H”，输出锁定脉冲(信号线BB的电流波形由“H”变成“L”)。同时将供给信号线BB上设置的晶体管133、134的信号S20、S21都由“H”变成“L”。另外，将信号S15作为“H”。以上的讲述，是信号线BB的电流波形超过临界值的情况。但信号线AA的电流波形，也同样在超过临界值时输出锁定脉冲。
利用该锁定脉冲，制动秒针106，防止移动引起的秒针106的偏移。该锁定脉冲，在检出冲击后，通过外加和驱动脉冲同相的脉冲，用拉回来的形式对秒针106(转子162)的转动进行制动(停止保持)。这样，秒针106(转子162)移动后，就不需要进行修正它的控制。
如图7所示，锁定脉冲区间T6例如设定成1ms，通过信号AA做媒介，将连续的“L”电平供给步进电机105的线圈161(锁定期间T6a)。与锁定脉冲区间T6的锁定期间T6a对应，冲击检出电阻控制电路126将信号S15维持成“L”，禁止冲击检出。另外，在锁定期间T6a之后，设置稳定区间T6b，供给锁定脉冲后，将对晶体管131、132而言的信号S18、S19都作为“L”供给。在稳定区间T6b之后，设置失效区间T6c，使信号S18恢复“H”。这样，如图所示，能够在锁定脉冲区间T6内，使电流波形的变动收敛。
图8是表示在非运针状态的期间产生强烈冲击时，各部的信号状态的时序图。与图7相比，各部的信号状态基本一致，但由于是强烈冲击，所以与轻微冲击相比，能够以较短的时间检出冲击。在时期t5受到强烈冲击时，电流波形如图所示，在很短的时间内就起过临界值地变化。这样，给予强烈的冲击时，步进电机105的线圈161超过该临界值时(时期t6)，锁定脉冲控制电路122将供给信号线AA上设置的晶体管131、132的信号S18、S19都作为“H”，输出锁定脉冲。以后各信号的状态，和图7一样，故不赘述。
图9是表示轻微冲击时检出的电流波形的图形。在时期t5施加轻微冲击时，步进电机105的线圈161，由于冲击的程度较轻，所以如图所示，往往不会超过冲击检出用的临界值Vth。这样，轻微冲击时，往往不能检出冲击，不能输出锁定脉冲。
图10是表示斩波放大引起的轻微冲击时电流波形的图形。表示和图9一样，在时期t5施加轻微冲击，被斩波放大用波形成形电路118斩波放大时的电流波形。如图所示，用所定周期(在图示的例子中为1ms)斩波放大后，轻微冲击时电流的值，超过冲击检出用的反相器145、146设定的临界值Vth，能够在时期t6检出冲击。
图11是斩波放大表示时的周期和斩波宽度的关系的设定示例的图表。斩波放大，例如设定成周期为1ms(1KHz)、斩波宽度——“L”期间为30.5μm。特别是将斩波宽度——“L”期间设定成为作为钟表用能够设定的最短周期的基准周期(基本振动)。比30.5μm宽后，检出区间就变短，而比30.5μm窄后，则产生不能斩波放大的问题。之所以将周期设定为1ms，是为了通过设定成比冲击引起的反电压的间隔(例如2ms)短的期间后，在超过峰值之前检出。另外，轻微冲击时的间隔，有可能更短，所以定为1ms。进而，如果采用比1ms还短的周期，作为驱动器使用的PMOS晶体管135、136的栅极静电电容造成的耗电量就会增大。
另外，斩波放大的放大比，可以根据表的机种(例如秒针106的重量、惯性力矩(叫做偏重)及大小)以及每块表的情况，设定或调整成最佳值。进而，还可以按照电源电压改变周期，与电源电压的变动对应，进行稳定的冲击检出。
另外，关于锁定脉冲，可以根据电源电压改变脉冲宽度，用对电源电压而言效率最好的脉冲宽度，输出锁定脉冲。该锁定脉冲定为比运针状态的驱动脉冲大的期间的脉冲(例如2倍)后，可以对秒针106进行制动。另外，由于避开上述BD(电池的电源电压检出)及DF调(逻辑频率调整)的检出时刻后优先输出锁定脉冲，所以能够在防止非运针时的秒针106的偏秒之际，优先于其它处理地检出冲击。
图12及图13，分别是讲述本发明的结构中的电源电压和时刻不准的关系的图表。在这些图中，冲击检出电阻141、143的电阻值是5KΩ，锁定脉冲的稳定区间T6b是5ms、失效区间T6c是1ms(参照图7)。图12中的锁定脉冲的锁定期间是5ms，图13中的锁定脉冲的锁定期间是10ms。这些图表的横轴是落下高度，纵轴是电源电压(外加给步进电机106的线圈161的电压)。
如图12所示，在锁定脉冲的锁定期间是5ms时，与落下高度的差异无关，电源电压为1.5V以下～1.25V时，几乎都慢2秒。与此不同，如图13所示，在锁定脉冲的锁定期间是10ms时，无论从哪个高度落下，以及使电源电压为1.8V～1.25V中的某一个电源电压时，都不出现时刻不准的现象。这样，将锁定脉冲的锁定期间设定成适当的值后，能够消除时刻不准。
另外，电源电压比较高时(例如1.8V～1.6V)，还能采用缩短锁定脉冲的锁定期间(例如由10ms向5ms地缩短)的设定。因此控制电路102可以采用按照BD控制电路117等检出的电池的电源电压的改变锁定期间的结构。例如可以预先用表格形式等在未图示的记忆部设定最适合电源电压的锁定期间，从记忆部读出与检出的电源电压对应的锁定期间后加以使用。
综上所述，采用本发明的第1实施方式后，秒针在非运针状态时接受的冲击无论是轻微冲击，还是强烈冲击，都能检出该冲击，防止秒针的偏移，进行正确的时刻显示。进而，由于能够高精度地检出冲击，所以能够在不增大步进电机的保持力矩的同时对秒针进行制动，能够降低检出冲击时对秒针进行必要的制动所需的耗电量。
(第2实施方式)图14是表示本发明的第2实施方式涉及的模拟电子表的结构的方框图。对和使用第1实施方式讲述的结构相同的结构部分，赋予相同的符号。在本第2实施方式中，将在第1实施方式中独立设置的冲击检出电阻和负荷补偿检出电阻，作为共同的检出电阻设置。在信号线AA中设置检出电阻1201和晶体管1202，在信号线BB中设置检出电阻1203和晶体管1204。检出电阻1201、1203的电阻值，和第1实施方式一样，设定成能够检出步进电机105的转子162受到冲击而旋转的最低值(例如40KΩ～160KΩ的范围)。此外，还可以采用将检出电阻1201、1203作为可变电阻，切换成适合于冲击检出时的电阻值(例如40KΩ)和适合于负荷补偿检出时的电阻值(例如160KΩ)的结构。
冲击检出电阻控制电路126输出的信号S15和负荷补偿控制电路125输出的信号S16，通过OR电路1205做媒介，与晶体管1202、1204连接，用冲击检出时及负荷补偿检出时各自的时序控制。冲击检出电路104输出的冲击检出信号S32，被输入负荷补偿控制电路125。冲击检出电阻控制电路126输出的信号S51，被作为选择使负荷补偿控制电路125发挥上述负荷补偿用的作用，或者发挥锁定脉冲控制电路122的作用而使用的信号输出。负荷补偿控制电路125在运针时，作负荷补偿控制电路发挥作用，判断是否输出信号S27；在非运针时，作锁定脉冲控制电路发挥作用，判断是否输出信号S53。在第2实施方式的结构中，各部的信号结构也和第1实施方式一样，具有同样的冲击检出功能。
采用以上讲述的第2实施方式的结构后，和第1实施方式一样，秒针在非运针状态时接受的冲击无论是轻微冲击，还是强烈冲击，都能检出该冲击，防止秒针的偏移，进行正确的时刻显示。进而，由于能够高精度地检出冲击，所以能够在不增大步进电机的保持力矩的同时对秒针进行制动，能够降低检出冲击时对秒针进行必要的制动所需的耗电量。还能减少冲击检出及负荷补偿检出用的电阻的数量及驱动晶体管的数量，减少电路元件的数量、成本及空间。
综上所述，采用本发明后，由于能够检出秒针处于非运针状态时受到的冲击，能够防止秒针的偏移，进行正确的时刻显示，能够与秒针的粗细及大小、重量、偏重无关，在冲击检出时对秒针进行制动，所以能够使秒针变大，提高显示的时刻的视认性。另外，能够放宽对秒针的样式的限制，能够实现多种样式。
此外，在本实施方式中讲述的冲击检出时的控制方法，利用随机逻辑实现。但是也能通过用构成控制电路的微机实行预先准备的程序后实现。该程序可以记录在硬盘、软盘、CD-ROM、MO、DVD等可以用计算机读取的记录介质中，由计算机从记录介质中读出后实行。另外，该程序还可以是通过因特网等网络做媒介发布的可传输介质。
综上所述，本发明涉及的模拟电子表，在即使受到冲击也能防止时刻不准的、具有表针的模拟电子表中大有用处，特别适用于由于佩带而容易受到掉落及与物体碰撞的冲击的手表等。
权利要求
1.一种模拟电子表，其特征在于，具备驱动信号供给单元，该单元生成并供给计时用的基准信号；冲击检出单元，该单元根据运针驱动表针的步进电机的反电动势，检出来自外部的冲击；以及控制单元，该单元在所述表针处于运针状态时，根据由所述驱动信号供给单元供给的所述基准信号，利用间歇性的驱动脉冲，驱动控制所述步进电机，而在所述表针处于非运针状态且由所述冲击检出单元检出所述冲击时，制动控制所述步进电机。
2.如权利要求1所述的模拟电子表，其特征在于具备斩波放大单元，该单元在受到来自外部的冲击时，用给定的放大度及脉冲周期，放大所述步进电机产生的反电动势；在所述冲击检出单元中，设定有给定的临界值，根据被所述斩波放大单元以所述脉冲周期放大的信号电平是否超过该临界值，检出有无所述冲击。
3.如权利要求2所述的模拟电子表，其特征在于所述斩波放大单元，将所述脉冲周期，设定成与所述表针的重量、惯性力矩对应的值。
4.如权利要求2或3所述的模拟电子表，其特征在于所述斩波放大单元，将所述脉冲周期，设定成与电源电压对应的值。
5.如权利要求2或3所述的模拟电子表，其特征在于所述斩波放大单元，将所述脉冲的斩波宽度设定成30.5μS。
6.如权利要求1～3任一项所述的模拟电子表，其特征在于所述控制单元，具有在检出所述冲击时，控制所述步进电机的锁定脉冲输出单元；该锁定脉冲输出单元，输出与供给所述步进电机的电源电压对应期间的锁定脉冲。
7.如权利要求6所述的模拟电子表，其特征在于所述锁定脉冲输出单元，输出和发生冲击时的驱动脉冲同相、连续的脉冲。
8.如权利要求7所述的模拟电子表，其特征在于所述锁定脉冲输出单元输出的锁定脉冲，至少包含输出所述连续的脉冲的锁定期间、和在经过该锁定期间后输出反相的脉冲的稳定区间。
9.如权利要求1～3、7、8中任一项所述的模拟电子表，其特征在于所述控制单元，具备负荷补偿单元，该单元根据在刚输出所述驱动脉冲后检出的来自所述脉冲电机的反电动势，检出转子的旋转。
10.如权利要求1～3、7、8中任一项所述的模拟电子表，其特征在于所述控制单元，设定给定时间的稳定期间，在该稳定期间中，分别在输出所述驱动脉冲之前使所述脉冲电机的转子从静态稳定点起动，而在输出所述驱动脉冲之后使所述脉冲电机的转子返回静态稳定点。
11.如权利要求1～3、7、8中任一项所述的模拟电子表，其特征在于所述冲击检出单元，由根据不随电源电压变化的、恒定电压化的电源供给而动作的反相器构成。
12.如权利要求9所述的模拟电子表，其特征在于所述冲击检出单元，具备检出受到冲击时来自所述脉冲电机的反电动势的冲击检出用电阻；所述负荷补偿单元，具备检出在刚输出所述驱动脉冲后来自所述脉冲电机的反电动势的负荷补偿用电阻。
13.如权利要求12所述的模拟电子表，其特征在于所述冲击检出用电阻，设定成能够检出在所述冲击时所述脉冲电机的旋转的最低电阻值。
14.如权利要求12所述的模拟电子表，其特征在于所述冲击检出用电阻，可以按照钟表机种设定。
15.如权利要求12～14任一项所述的模拟电子表，其特征在于设置共用所述冲击检出用及所述负荷补偿用的检出电阻；所述冲击检出单元及所述负荷补偿单元，使用所述检出电阻，进行所述冲击检出及所述负荷补偿。
16.如权利要求7、8、12～14中任一项所述的模拟电子表，其特征在于所述锁定脉冲输出单元，当在每个给定期间进行逻辑频率调整之际输入所述锁定脉冲时，确保该锁定脉冲的输出期间。
17.如权利要求7、8、12～14中任一项所述的模拟电子表，其特征在于具备电池检出控制单元，该单元当在每个给定期间检出电源电压之际由所述锁定脉冲输出单元输出所述锁定脉冲时，使所述锁定脉冲的输出优先。
全文摘要
冲击检出电路(104)的冲击检出电阻(141、143)，检测出受到冲击后产生的步进电机(105)的反电动势。该反电动势，由斩波放大用波形成形电路(118)以给定的周期及斩波宽度进行放大，从而即使冲击轻微也能检测出。反相器(145、146)将该冲击检出信号(S22、S23)与阈值进行比较，当超过阈值时就是检出冲击。在检出冲击时，控制电路(102)经信号线(AA、BB)将锁定脉冲供给到步进电机(105)，制动转子(162)的旋转，从而防止秒针(106)的时刻出错。
文档编号H02P8/02GK1886703SQ200480035520
公开日2006年12月27日 申请日期2004年11月29日 优先权日2003年12月12日
发明者北泽勋, 村上哲功, 樋口晴彦 申请人:西铁城时计株式会社