专利名称：开关电源用变压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有在铁心上卷绕分数匝的导线的绕组的开关电源用变压器。
背景技术：
下面对已有的开关电源用变压器和使用这种变压器的开关电源进行说明。图7是开关电源的电路图。在图7中，1是电源变压器，2是该电源变压器1的铁心上卷绕10匝的初级绕组。而4是在初级绕组2的外侧卷绕的次级绕组。
5是60V直流电源，连接于初级绕组2的一端子2a上。而另一端子2b连接于晶体管6的漏极端子上，同时该晶体管6的源极端子接地。
又，7是输入40kHz的振荡信号的输入端子，该输入端子7连接于晶体管6的栅极上。
次级绕组4的始端4a接地，同时连接于地线端子8上。又，该次级绕组4的抽头4b连接于二极管9的阳极侧，同时该二极管9的阴极侧连接于12V端子10。而二极管9的阴极侧通过电容器11接地。
又从次级绕组4的抽头4b通过半匝(0.5匝)绕组4d连接于终端4c。然后，该终端4c连接于二极管12的阳极侧，同时该二极管12的阴极侧连接于15V端子13。又，二极管12的阴极侧通过电容器14接地。
在这里，次级绕组4的始端4a与抽头4b之间导线卷绕2匝，抽头4b与终端4c之间导线4d卷绕0.5匝。
对于这样构成的开关电源，下面说明其动作。电源变压器1的初级绕组2用导线卷绕10匝，对该初级绕组施加60V的电压。而施加于初级绕组2的电源由晶体管6以40kHz的频率进行开关(ON·OFF)。即变换为40kHz的高频电源。
这样，通过电磁感应在绕2匝的次级绕组4的始端4a与中途的动作4b之间感应产生12V的脉冲电压。然后该电压用二极管9进行半波整流，其后再用电容器11进行滤波，作为12V直流电源提供给12V端子10。
又在次级绕组4的抽头4b与终端4c之间感应发生3V的脉冲电压。即在始端4a与终端4c之间感应发生15V的脉冲电压。同样，该电压用二极管12进行半波整流，其后再用电容器14进行滤波，作为15V直流电源提供给15V端子13。
下面对电源变压器1进行说明。图8是从正面看电源变压器1的剖面图。在图8中，3是用软铁构成的铁心，该铁心3由内铁心3a、与该内铁心3a环状连接同时相对于内铁心3a对称形成的外铁心3b和3c构成。
在内铁心3a上，首先卷绕初级绕组2，从其两端引出端子2a、2b(参照图7)。然后在该初级绕组2的外侧隔着绝缘层15卷绕次级绕组4。该次级绕组4首先在始端4a与抽头4b之间卷绕2匝，再在抽头4b与终端4c之间卷绕0.5匝绕组4d。
0.5匝的绕组4d如图8所示，是通过内铁心3a与外铁心3b之间从表面侧贯穿到背面侧。即如图9所示，绕组4d仅贯穿内铁心3a与外铁心3b之间，不贯穿内铁心3a与外铁心3c之间。这样形成0.5匝的绕组4d。
还有，本发明申请的相关的在先技术文献信息，已知有例如日本专利文献特开2000-134926号公报。
发明内容
本发明要解决的问题但是在这样的已有的开关电源用变压器中，只是0.5匝的绕组4d贯穿内铁心3a与外铁心3b之间，没有贯穿内铁心3a与外铁心3c之间，未能保持对称。也就是说，在图7中，通过内铁心3a与外铁心3b之间的磁力线16a和通过内铁心3a与外铁心3c之间的磁力线16b，对负载产生不对称，其结果是，存在在次级绕组4上感应产生的电压因负载的大小而变动的问题。
作为解决这一问题的手段，停止采用次级绕组4的4d那样的0.5匝的分数匝，也考虑采用卷绕1匝的方法。但是，在采用这样的手段的情况下，由于变压器的电压与绕组匝数的关系是正比关系，因此必须将初级绕组2和次级绕组4的匝数同时加倍。即这时将发生变压器1变大的新问题。
因此，本发明的目的是，解决这样的问题，提供形状大致不变、电压变动少的开关电源用变压器。
解决存在问题的手段为了达到该目的，日本发明的开关电源用变压器在次级绕组中，具有对全部多个外铁心至少分别仅贯穿内铁芯与前述外铁心之间一次、并将该贯穿的绕组在相同方向相互之间并联连接的绕组。通过这样，能够得到形状大致不变、电压变动少的开关电源用变压器。
本发明是具有在铁心上用导线卷绕分数匝的绕组的变压器，所述变压器由一个内铁心、与该内铁心环状连接设置的多个外铁心、输入高频电流同时卷绕在内铁心上的初级绕组、以及与该初级绕组绝缘并卷绕的次级绕组构成。而且，在次级绕组中，具有对全部多个外铁心至少分别仅贯穿内铁心与外铁心之间一次、并将该贯穿的绕组在相同方向相互之间分别并联连接的绕组。对于次级绕组，由于至少对全部多个外铁心分别只贯穿内铁心与外铁心之间一次，因此对于通过全部外铁心的磁力线的负载是相同的，能够保持负载的对称。从而，能够得到即使是负载变动、电压的变动也少的稳定度好的开关电源用变压器。
又，由于将贯穿的绕组在相同方向相互之间并联连接，因此输出的电压与在一个贯穿的绕组上感应产生的电压相同。即，由于不必使初级绕组和次级绕组的匝数多倍增加，而形成分数匝，因此其他绕组的匝数保持原样即可，能够实现电源变压器的小型化。而且能够力图进一步减轻重量和降低价格。
另外，是外铁心的数量采用2个、具有1/2匝绕组的开关电源用变压器，能够得到小型化而且电压变动程度小、稳定度好的、具有1/2匝绕组的开关电源用变压器。
另外，是外铁心的数量采用3个、具有1/3匝绕组的开关电源用变压器，能够得到小型化而且电压变动程度小、稳定度好的、具有1/3匝绕组的开关电源用变压器。
另外，是外铁心的数量采用n个、具有1/n匝绕组的开关电源用变压器，能够得到小型化而且电压变动程度小、稳定度好的、具有1/n匝绕组的开关电源用变压器。
又是使多个外铁心的剖面形状完全相同的开关电源用变压器，由于使外铁心的剖面形状完全相同，因此磁阻完全相等，相对于负载的变动，具有稳定的输出。
又是使内铁心的截面积等于或大于全部外铁心的截面积之和的开关电源用变压器，由于内铁心与外铁心的磁通密度相等，因此磁阻相等，相对于负载的变动，具有稳定的输出。
又是用于开关电源的开关电源用变压器，由于用于开关电源，因此能得到相对于负载的变动引起的电压变动小稳定度好的开关电源。
又由于电源变压器小型化，所以作为开关电源也能够实现小型化。而且还能够力图减轻重量和降低价格。
如上所述，采用本发明，由于次级绕组中至少对全部多个外铁心分别仅贯穿内铁心与外铁心之间一次，因此对于通过全部外铁心的磁力线的负载是相同的，负载取得对称。从而，能够得到即使是负载变动、而电压的变动也少的稳定度好的开关电源用变压器。
又，由于将贯穿的绕组在相同方向相互之间分别并联连接，因此输出的电压与在一个贯穿的绕组上感应产生的电压相同，即由于不必使初级绕组与次级绕组的匝数增大多倍，而形成分数匝，因此其他绕组的匝数可以保持不变，能够实现电源变压器的小型化。而且能够力图进一步减轻重量和降低价格。
图1是本发明实施形态1的开关电源用变压器从上面观看时的主要部分剖面图。
图2是实施形态1的开关电源的电路图。
图3是实施形态1的另一开关电源的电路图。
图4A与图4B是实施形态1的开关电源用变压器从正面观看时的剖面图。
图5是实施形态1的特性曲线图。
图6是本发明实施形态2的开关电源用变压器从上面观看时的主要部分剖面图。
图7是已有的开关电源的电路图。
图8是已有的开关电源用变压器从正面观看时的剖面图。
图9是已有的开关电源用变压器从上面观看时的主要部分剖面图。
具体实施例方式
实施形态1下面参照附图对本发明的实施形态进行说明。图2是实施形态1的开关电源的电路图。在图2中，21是电源变压器。22是电源变压器21的铁心23上卷绕的初级绕组，用铜导线卷绕10匝。又，24是卷绕于初级绕组22外侧的次级绕组。还有，该次级绕组24也可以卷绕于初级绕组22内侧。
25是60V直流电源，连接于初级绕组22的一端子22a上。而另一端子22b连接于晶体管26的漏极端子上，同时该晶体管26的源极端子接地。
又，27是输入40kHz的振荡信号的输入端子，该输入端子27连接于晶体管26的栅极。在这里，振荡频率可以使用1k～500kHz左右的频率，在这里采用其中的40kHz。
次级绕组24的始端24a接地，同时连接于接地端子28。又，该次级绕组24的抽头24b连接于二极管29的阳极侧，同时该二极管29的阴极侧连接于12V端子30。而二极管29的阴极通过电容器31也接地。
又，从次级绕组24的抽头24b出发，0.5匝的绕组24d和24e并联连接，并且连接于终端24c。然后，该终端24c连接于二极管32的阳极侧，同时该二极管32的阴极侧连接于15V端子33。而二极管32的阴极侧通过电容器34也接地。
在这里，在次级绕组24的始端24a和抽头24b之间，铜导线卷绕2匝，抽头24b与终端24c之间，铜导线24d和24e分别卷绕0.5匝后并联连接。
下面对如上所述构成的开关电源说明其动作。变压器21的初级绕组22用导线卷绕10匝，对该初级绕组施加60V电压。而且施加于该初级绕组22上的电源用晶体管26以40kHz的频率进行开关(ON·OFF)。即变换为40kHz的高频电源。还有，若为20kHz～500kHz左右的高频波，即使是用10匝左右的绕组也能够得到足够的阻抗。
这样，由于变压器21的电压与绕组匝数成正比，由于电磁感应，在卷绕2匝的次级绕组24的始端24a和抽头24b之间感应产生12V的脉冲电压。然后，该脉冲电压用二极管29进行半波整流，之后再用电容器31滤波，作为12V的直流电源输出到12V端子30。
又，在次级绕组24的抽头24b与终端24c之间，由绕组24d与24e分别卷绕0.5匝，因此感应产生3V的脉冲电压。即在始端24a和终端24c之间，感应产生15V的脉冲电压。然后，该电压经二极管32半波整流，之后再用电容器34滤波，作为15V的直流电源输出到15V端子33。
在图2中，次级绕组24中，绕组24d和绕组24e采用0.5匝，但是也可以如图3所示，采用在绕组24以外另行从始端24a开始构成绕组24d和绕组24e的结构。这时绕组24d和绕组24e为2.5T(5/2匝)。在12V端子30上有负载变动时，这可以减轻对15V端子33的影响，减少绕组24中集中的负载电流，能够有效减少绕组的温升。应用这样的结构时，能够得到15V端子33所需要的电压，也可以采用m+(1/n)匝的绕组。
下面对变压器21进行说明。图4A和图4B是变压器21从正面观看时的剖面图。图4A是初级绕组与次级绕组形成层叠结构的结构图，图4B是采用分隔结构的结构图。作为实施形态是相同的，下面包含图4A和图4B，作为图4进行说明。在图4中，23是软铁构成的铁心，该铁心23由内铁心23a和与内铁心23a环状连接形成的外铁心23b、23c形成。该外铁心23b、23c相对于内铁心23a对称(相差180°的方向)设置。
在内铁心23a上，首先卷绕初级绕组22，从其两端引出端子22a、22b(参照图2)。然后，在该初级绕组22的外侧隔着绝缘层35卷绕次级绕组24。对于该次级绕组24，首先在始端24a与抽头24b之间卷绕2匝，再接在抽头24b与终端24c之间卷绕0.5匝的两个绕组24d与24e并联连接。
0.5匝的绕组24d与24e如图1与图4所示，在内铁心23a与外铁心23b之间卷绕绕组24d，在内铁心23a与外铁心23c之间卷绕绕组24e。而且，绕组24d的绕组始端和绕组24e的绕组始端在铁心23的外部用导体36连接，同时引出到端子24d。又，绕组24d的绕组终端和绕组24e的绕组终端在铁心23的外部用导体37连接，同时引出到端子24c。
这样，0.5匝的绕组24d从铁心23的表面侧向背面侧贯穿，同时0.5匝的绕组24e从铁心23的背面侧向表面侧贯穿。即，绕组24d贯穿内铁心23a与外铁心23b之间，绕组24e贯穿内铁心23a与外铁心23c之间，而且这些绕组24d、24e在同一方向相互之间并联连接。从而感应出的电压是相同的，它形成并联连接。
通过这样，在抽头24b与终端24c之间感应产生的电压是0.5匝绕组相应的电压大小，对图4中的磁力线38a侧和磁力线38b侧都产生同样的对称影响。这样，由于保持磁力线38a、38b的对称，输出的电压变动率性能提高。
图5是输出电压相对于输出电流的特性曲线图。在图5中，横轴41表示输出电流(A)，纵轴42表示输出电压(V)。43表示本发明的特性曲线图，44表示使用已有的变压器1的特性曲线。如该特性曲线所示，已有的变压器在2A负载时为14.2V，与无负载时的15.7V相比，电压大约下降9.6％，而在本实施形态中，2A负载时为15.3V，与无负载时的15.6V相比，电压大约下降2.0％，可知电压变动率非常小。
还有，即使不采用0.5匝，而采用1匝绕组(2倍)，由于也能够保持磁力线38a、38b的对称，因此电压变动率也达到本实施形态很小的程度。但是，在这种情况下，初级绕组22、次级绕组24都由于电压正比于匝数，因此必须卷绕2倍的匝数。即初级绕组22的端子22a与端子22b之间必须卷绕20匝，次级绕组24的始端24a与抽头24b之间必须卷绕4匝。从而，电源变压器21体积变大，而且重量也增加了。
在这里，最好是使外铁心23b、23c的剖面形状完全相同。因为这样能够使磁阻完全相等，相对于负载的变动，输出能够稳定。
又，内铁心23a的截面积39a最好是等于或大于外铁心23b的截面积39b与外铁心23c的截面积39c之和。通过这样做，由于使内铁心23a与外铁心23b、外铁心23c的磁通密度相等，因此磁阻相等，相对于负载的变动能够得到稳定的输出。
实施形态2下面利用图6对实施形态2进行说明。在实施形态2中，实现绕组匝数为1/3。即，采用本技术的情况下，本来初级绕组、次级绕组都需要3倍的地方，利用本技术只要用1/3的匝数即可，能够有助于电源变压器的小型化、轻量化。而且能够得到与以往的1匝绕组相同程度的电压稳定度。
在图6中，51是用软铁构成的铁心，51a是内铁心。51b是与内铁心51a环状连接的外铁心。另外，51c是与内铁心51a环状连接的外铁心。同样，51d是与内铁心51a环状连接的外铁心。而且这些外铁心51b、51c、51d配置于将360°的3等分的位置上(相互间隔120°)。
而且，与实施形态1一样，在内铁心51a上卷绕初级绕组并且在该初级绕组外侧隔着绝缘体卷绕次级绕组。还有，也可以反过来在次级绕组外侧卷绕初级绕组。在这里，只对相当于实施形态1中说明的分数卷绕的绕组即端子24b、端子24d之间的绕组部分进行说明。其他关系由于与实施形态1相同，因此只对不同的地方进行说明。
以下对1/3的分数匝进行说明。在图6中，次级绕组52a贯穿内铁心51a和外铁心51b。又，次级绕组52b贯穿内铁心51a和外铁心51c。同样，次级绕组52c贯穿内铁心51a和外铁心51d。
而且，次级绕组52b的绕组始端在铁心51的外侧连接次级绕组52c的绕组始端和次级绕组52a的绕组始端，并连接于端子53b。该端子53b相当于实施形态1的端子24b。
同样，次级绕组52a的绕组终端在铁心51的外侧连接次级绕组52b的绕组终端和次级绕组52c的绕组终端，并连接于端子53c。该端子53c相当于实施形态1的端子24c。
这样，1/3匝的绕组52a贯穿内铁心51a和外铁心51b之间，绕组52b贯穿内铁心51a和外铁心51c之间。又，绕组52c贯穿内铁心51 a和外铁心51d之间。而且这些绕组52a、52b、52c在相同方向相互之间并联连接。从而，感应电压相同，这形成并联连接。
这样，端子53b与端子53c之间感应产生的电压是1/3匝的大小，内铁心51a与外铁心51b的磁力线54a、内铁心51a与外铁心51c的磁力线54b、内铁心51a与外铁心51d的磁力线54c相等。这样，磁力线54a、54b、54c保持对称，因此输出的电压变动率性能提高。还有，即使是做成1匝(3倍)而不是1/3匝，由于也能够保持磁力线54a、54b、54c的对称，因此电压变动率也达到本实施形态很小的程度。但是，在这种情况下，初级绕组、次级绕组都必须3倍卷绕。因此变压器将会大型化，而且重量增加。
在这里，最好是外铁心51b、51c、51d采用完全相同的剖面形状。这样可以使磁阻完全相等，相对于负载的变动，能够得到稳定的输出。
又，内铁心51a的截面积最好是等于或大于外铁心51b的截面积与外铁心51c的截面积与外铁心51d的截面积之和。通过这样做，由于使内铁心51a与外铁心51b、51c、51d的磁通密度相等，因此磁阻相等，相对于负载的变动能够得到稳定的输出。
实施形态3实施形态3的分数即使为1/4及1/4以下，也与实施形态1或实施形态2相同。通常次级绕组的分数为1/n时，可在实施形态2中通过将3改写为n进行说明。
实施形态4实施形态4是将这样的分数匝的变压器21等用于开关电源的实施形态，与用实施形态1的图2说明的相同。从而，开关电源用的变压器21等的特征也一样适用于开关电源的特征。
还有，迄今为止的说明是以初级绕组和次级绕组卷绕于内侧和外侧的层叠卷绕的变压器为例进行说明的，但是对于初级绕组和次级绕组分隔卷绕的分割绕组的变压器也可以原封不动地使用本发明的实施形态1～4。
工业上的实用性本发明的开关电源用变压器，由于次级侧的电压变动小，因此能够用于开关电源。
权利要求
1.一种开关电源用变压器(22)，具有在铁心(23)上用导线卷绕分数匝的绕组的变压器，其特征在于，所述变压器(22)由一个内铁心(23a)、与该内铁心环状连接设置的多个外铁心(23b、23c)、输入高频电流同时卷绕在所述内铁心上的初级绕组(22)、以及与该初级绕组绝缘并卷绕的次级绕组(24)构成，在次级绕组(24)中，具有对全部多个外铁心(23b、23c)至少分别仅贯穿所述内铁心(23a)与所述外铁心(23b、23c)之间一次、并将该贯穿的绕组在相同方向相互之间分别并联连接的绕组(24d、24e)。
2.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，外铁心(23b、23c)的数量采用2个，具有1/2匝绕组。
3.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，外铁心的数量采用3个，具有1/3匝绕组。
4.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，外铁心的数量采用n个，具有1/n匝绕组。
5.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，使多个外铁心的剖面形状完全相同。
6.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，使内铁心的截面积等于或大于全部外铁心的截面积之和。
7.根据权利要求1所述的开关电源用变压器，其特征在于，用于开关电源。
全文摘要
本发明涉及开关电源用变压器。所述变压器由一个内铁心(23a)、与该内铁心环状连接设置的外铁心(23b、23c)、输入高频电流同时卷绕在内铁心上的初级绕组(22)、以及卷绕于该初级绕组外侧的次级绕组(24)构成，在次级绕组中，具有至少对两个外铁心分别只贯穿内铁心与外铁心之间一次、并将该贯穿的绕组(24d、24e)在相同方向相互之间分别并联连接的绕组(24d、24e)。借助于此，能够得到电压变动率少的开关电源用变压器。
文档编号H02M3/335GK1691222SQ20051006670
公开日2005年11月2日 申请日期2005年4月22日 优先权日2004年4月23日
发明者中川淳, 川高谦治, 小松明幸 申请人:松下电器产业株式会社