专利名称：具有改进稳定性的开关直流－直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于产生稳定的DC输出电压的DC-DC变换器，所述DC-DC变换器特别包括单片开关调节器子系统。
背景技术：
因为开关电源的高效率，越来越多的开关调节器用于DC-DC变换，以产生稳定的DC输出电压。新设备设计、较低的器件成本以及简单的设计使得开关调节器的使用显然超过了线性调节器的使用。开关调节器的另一个优点是输出电压的应用灵活性增加了，输出电压可以低于、高于输入电压或与输入电压极性相反。
当使用单片控制电路作为开关晶体管的驱动电路时，仅需要少量电路器件来设计DC-DC变换器。这种控制电路包括内部温度补偿参考电压、比较器、具有有效限流制电路的占空比受控振荡器、驱动级和大电流输出开关。已知的这种单片控制电路例如由On Semiconductor Components Industries和UnisonicTechnologies Co.制造的集成电路MC34063或者集成电路μA78S40。
发明内容
如上所述，本发明的目的在于改进包括单片控制电路的开关DC-DC变换器的调节动作。
该目的是通过权利要求1所限定的开关DC-DC变换器实现的。本发明的各种有利的实施例在从属权利要求中限定根据本发明的开关DC-DC变换器包括具有振荡器和输出级的单片控制电路、电感器、二极管和用于产生稳定的DC电压的反馈环。输出级的输出电压耦合控制电路的振荡器输入端，用于使振荡器的振荡周期与输出级的电流脉冲同步。通过这种方案，DC-DC变换器的开关周期的导通时间是固定的，并且仅通过频率调制来进行调节。
在优选实施例中，通过单个阻抗器，例如电阻器，输出级耦合振荡器输入端。输出级的电流脉冲因此立即触发控制电路的振荡器。因此，每个最小的振荡器电平开始于开关周期，并结束于最大的振荡器电平。这样，导致通过分别增加或分别减小开关周期的截止时间来进行频率调制。因此，增加了DC-DC变换器的稳定性，因为由于振荡器周期被同步，而使得振荡器的振荡周期不再被调节所忽视。
在改进的实施例中，振荡器输入端耦合到控制电路的比较器输入端，用于提供具有振荡器频率的比较器的输入电压的调制。该调制例如可以通过简单晶体管级来进行，产生纹波电压。通过该调制，调节系统与输出电压上出现的任何纹波电压无关，输出电压通过反馈环耦合到比较器输入端，用于稳定。因此，通过该实施例，避免了由于大输出负载变化所引起的调节系统的调制。
通过参照原理图，更详细地说明本发明的优选实施例，其中图1是具有单片控制电路的、按照步降变换器工作的变换器的开关DC-DC变换器。
图2a、2b示出了图1的没有振荡器同步的DC-DC变换器的操作的电压图。
图3a、3b示出了图1的有振荡器同步的DC-DC变换器的操作的电压图。
图4示出了图1所示的DC-DC变换器，其中包括附加的用于调制比较器输入信号的调制电路。
具体实施例方式
在图1中，所示的开关DC-DC变换器包括电感器L1、二极管D1和单片控制电路IC1，用于提供稳定的DC输出电压U3。特别地，电感器L1是的线圈。该实施例的控制电路IC1是集成电路MC34063A。
控制电路IC1包括参考电压产生器RG以及用于调节输出电压U3的比较器CO。它还包括具有输入端3的振荡器OS，用于定义振荡器OS的振荡频率的电容器C3耦合在输入端3。控制电路IC1还包括逻辑电路LC以及具有驱动器晶体管Q2和输出开关Q1的输出级，晶体管Q2驱动输出开关Q1。比较器CO和振荡器OS耦合到逻辑电路LC，以便操作驱动器晶体管Q2和输出开关Q1。
控制电路IC1使用供电电压U0进行工作，供电电压U0耦合到控制电路IC1的电流输入端6、7和8。通过并联耦合在控制电路IC1的管脚6和管脚7之间的低阻值电阻器R1和R2，提供了DC-DC变换器的过载保护。开关功率晶体管T1耦合到电阻器R1、R2的电流输入端、到线圈L1的电流输入端、和通过电阻器R5到控制电路IC 1的管脚1的控制输入端，输出开关Q1的输入电流耦合到管脚1。电阻器R4耦合在功率晶体管T1的电流输入端和控制输入端之间，以便当输出开关Q1阻断时，保持晶体管T1截止。
续流(freewheeling)二极管D1耦合在地和节点9之间，节点9位于晶体管T1的电流输出端和线圈L1之间。线圈L1耦合有输出电容器C2的第二端，其提供输出电压U3的平滑输出。电压U3通过分压器、电阻器R3和R6以及管脚5耦合到控制电路IC1的比较器CO，用于提供DC-DC变换器工作的反馈环FB。
上述电路是已知的，并在IC制造商的应用手册上建议了类似的电路。根据本发明，输出级Q2、Q1的输出电压耦合有控制电路IC1的振荡器输入端3，用于使振荡器OS的振荡周期与输出级的电流脉冲同步。
在图1所示的优选实施例中，节点9还耦合到IC1的振荡器输入端3，用于经由功率晶体管T1将输出级Q2、Q1的输出电压耦合到振荡器输入端3。在另一个实施例中，振荡器输入端3也可以通过反向器与输出级Q1的管脚1直接耦合。例如当在管脚2和地之间耦合一电阻器时，它也可以耦合到控制电路IC1的输出管脚2。但是如图1所示的实施例中，仅使用单个阻抗，即电阻器R7。
如果没有电阻器R7，DC-DC变换器如下工作通过反馈环FB，比较器CO提供调节脉冲给逻辑电路LC。通过逻辑电路LC，相应地接通和断开晶体管Q2和输出开关Q1。输出电压U3的值由通过电阻器R3和R6提供的管脚5处的电压确定，该电压与参考电压产生器RG的参考电压进行比较。如果电压U3太低，功率晶体管T1接通，以便向线圈L1提供电流。当晶体管T1截止时，在线圈L1中存储的能量通过二极管D1释放，直到线圈L1被释放完或者通过晶体管T1提供下一个电流脉冲为止。
在大输出负载的情况中，DC-DC变换器使用高频、高脉宽调制比(PWM)进行工作；在小输出负载的情况中，DC-DC变换器分别使用低频、低脉宽调制比进行工作。特别地，当输出电压U3太低并且振荡器OS提供正信号到逻辑电路LC的与门时，Q1、Q2和T1的开关导通是由比较器CO触发的。因此，在低负载的情况下，在振荡周期中可能不出现开关周期，因为当管脚5的电压高于内部参考电压1.25V时，比较器CO没有输出信号。这能够导致低于20kHz(因此处于可听到的频率范围内)的开关频率。
通过电阻器R7不同步的DC-DC变换器的波形变化示出在图2a中，其示出了大功率连续模式中的操作；在图2b中，示出了小功率不连续模式的操作。图2a和2b示出了IC1的管脚3处的电压U4以及管脚1处的电压U1，以及通过线圈L1的电流IL。可以看出，当电压U1低时，增加的电流IL流经晶体管T1和线圈L1，向电容器C2充电，并且当电压U1高时，通过线圈L1的电流IL减少。当电压U1从低到高切换时，晶体管T1的截止总是与振荡器电压U0的下降一致。但是晶体管T1的导通通过比较器CO经由反馈环FB进行控制。
当节点9通过电阻器R7耦合到管脚3时，晶体管T1的导通(switchingthrough)导致电容器C3的充电，当晶体管T1截止(close)并且线圈L1放电时，导致电容器C3的放电。通过增加电阻器R7，由此完全改变了调节系统。现在，在整个输出功率范围，其中晶体管T1导通的IC1的占空时间大约是恒定的，并且与没有电阻器7的电路相比，频率变化相对小。
因此，DC-DC变换器的操作完全不同，当通过电阻器R7，振荡器OS的振荡频率与输出级Q1的电流脉冲同步，因此与通过线圈L1的电流IL同步。在图3a中示出了具有4安培输出电流的连续模式的DC-DC变换器的操作，在图3b中示出了具有0.3安培的小输出电流的不连续模式的DC-DC变换器的操作，采用电阻器R7。可以看出，线圈L1的电流脉冲IL与管脚3处的振荡器电压U4同步，并且因此与振荡器电压U4的周期性行为相对应。
而且，晶体管T1的导通周期对于大负载和小负载都是恒定的，但是晶体管T1的截止周期取决于负载。因此每个开关导通相位开始于电压U4的最小振荡器电平，并结束于电压U4的最大振荡器电平。晶体管T1的导通时间因此是固定的。仅通过调制晶体管T1的截止时间来进行调节，因此是通过频率的变化来进行调节的。不能再忽略非振荡周期，现在以线性增加的方式进行调节，分别减少晶体管T1的截止时间。
当如图4所示包括调制产生器时，进一步改进了DC-DC变换器的工作方式。图4的电路与图1的DC-DC变换器相似，但是还包括晶体管T8，其控制输入端耦合至电容器C3和管脚3，并且其输入电流端耦合到输出电压U3，该输出电压由电容器C2提供。晶体管T8的电流输出通过电阻器R8耦合到其中电容器C8与电阻器R9并联连接的RC组合。该RC组合还进一步与电阻器R6串联连接。
调制产生器的工作如下振荡器OSC的上阈值用于通过晶体管T8对电容器C8进行充电。在振荡器电压U4的下降时间之后，振荡器OSC内部地为逻辑电路LC提供释放给锁存，而电容器C8上的电压仍在下降。电容器C8和电阻器R9的RC组合的时间常数足够大，使得电容器C8上的波形看起来仍象锯齿状。当在比较器输入，即管脚5处的电压低于内部电压参考时，新的开关周期开始，并且仅当振荡器的管脚3处再次达到上限电平时，新的开关周期才结束。接着再次对电容器C8进行充电。
因此，电容器C8的充电和放电产生了耦合到反馈电压、施加在比较器输入管脚5处的纹波电压。该调制信号直接提供给比较器输入端5。因此，调制产生器以与IC1的管脚3处出现的相同的振荡频率进行工作。
通过调制产生器，DC-DC变换器的调节与输出电压U3上出现的任何纹波电压无关。这种情况是在当耦合到输出电压U3的负载与周期的、大脉冲变化进行操作。输出负载的变化与调制产生器产生的纹波电压不同相，因此，当包括调制产生器时，耦合到电容器C2的负载的周期负载变化不会调制DC-DC变换器。
本发明不限于参照附图所说明的实施例，在不背离本发明的范围的前提下，本领域技术人员能够得到各种可用的修改。特别地，调制产生器和输出级的输出电压与控制电路的振荡器输入的同步可用于所有种类的开关模式电源，而并不局限于步降式变换器。DC-DC变换器在有或没有外部功率开关晶体管T1的情况下均可以工作。
权利要求
1.一种开关DC-DC变换器，包括电感器(L1)、具有振荡器(OS)以及输出级(Q1，Q2)的控制电路(IC1)、耦合到电感器(L1)的二极管(D1)以及用于产生稳定DC输出电压(U3)的反馈环(FB)，所述输出级(Q1，Q2)耦合到电感器(L1)，其特征在于输出级(Q1，Q2)的输出电压(U1，U2)耦合有控制电路(IC1)的振荡器输入端(3)，用于使振荡器(OS)的振C荡周期与输出级(Q1，Q2)的电流脉冲同步。
2.根据权利要求1所述的开关DC-DC变换器，其中通过输出级(Q1，Q2)的输出开关(Q1)或者经由耦合到输出级(Q1，Q2)的开关晶体管(T1)来提供输出电压(U1，U2)。
3.根据权利要求1或2所述的开关DC-DC变换器，其中通过阻抗(R7)，特别是通过电阻(R7)，输出电压(U2)耦合到电容器(C3)，电容器(C3)耦合到振荡器输入端(3)。
4.根据权利要求1、2或3之一所述的开关DC-DC变换器，其中控制电路(IC1)是集成单片控制电路，包括内部参考电压产生器(RG)、比较器(CO)、占空比受控的振荡器(OS)、耦合到输出级(Q1，Q2)的逻辑电路(LC)，并且比较器(CO)的输入端耦合有参考电压产生器(RG)的参考电压。
5.根据上述任意一项权利要求所述的开关DC-DC变换器，其中DC输入电压(U0)施加到控制电路(IC1)的输入端(6)、耦合到电感器(L1)的第一端的输出端(1)，电感器(L1)的第二端耦合到输出电容器(C2)用于提供稳定的DC输出电压(U3)，DC输出电压(U3)通过反馈环(FB)耦合到控制电路(IC1)的控制输入端(5)，并且二极管(D1)耦合在地和电感器(L1)的第一端之间，以便作为步降变换器工作。
6.根据上述任意一项权利要求所述的开关DC-DC变换器，其中DC-DC变换器还包括功率开关晶体管T1，其耦合有至输出级(Q1，Q2)的输出端(1，2)的控制输入端、至输入电压(U0)的电流输入端、以及到电感器(L1)的电流输出端。
7.根据上述任意一项权利要求所述的开关DC-DC变换器，其中DC-DC变换器还包括调制产生器，其耦合至控制电路(IC1)的振荡器输入端(3)的输入端以及至控制电路(IC1)的比较器输入端(5)的输出端。
8.根据权利要求7所述的开关DC-DC变换器，其中调制产生器包括开关级(T8)，该开关级(T8)的控制输入端耦合至振荡器输入端(3)并且该开关级(T8)的电流输出端耦合至RC组合(C8，C9)，所述RC组合(C8，C9)进一步耦合至比较器输入端(5)。
9.根据权利要求8所述的开关DC-DC变换器，其中开关级(T8)的电流输入耦合至输出电压(U3)。
10.根据上述权利要求7-9之一所述的开关DC-DC变换器，其中调制产生器以与振荡器(OS)相同的振荡频率工作。
全文摘要
一种开关DC－DC变换器，包括电感器(L1)、具有振荡器(OS)以及输出级(Q1，Q2)的控制电路(IC1)、耦合到电感器(L1)的输出级(Q1，Q2)、耦合到电感器(L1)的二极管(D1)以及用于产生稳定输出电压(U3)的反馈环(FB)。例如通过阻抗(R7)，输出级(Q1，Q2)的输出电压(U1，U2)耦合至控制电路(IC1)的振荡器输入端(3)，用于使振荡器(OS)的振荡周期与输出级(Q1，Q2)的电流脉冲同步。
文档编号H02M3/158GK1694341SQ20051006679
公开日2005年11月9日 申请日期2005年4月29日 优先权日2004年5月5日
发明者莱因哈德·凯格尔, 让-保罗·洛弗尔, 沃尔夫冈·赫尔曼 申请人:汤姆森特许公司