不对称半桥反激电路的制作方法

本发明涉及开关变换器领域，特别涉及不对称半桥反激开关变换器。
背景技术：
：电力电子的领域飞速发展，使得高频开关电源的应用越来越广泛。传统的工业和民用开关电源的输入端经常需要从电网取电，经过电源内部的整流滤波电路后，变成较高的直流电，再输入到功率转换电路，变成低压直流电，为负载提供电能。为了适应不同国家的电网标准，一般两相交流输入的开关电源，其输入电压范围为85VAC～264VAC，整流滤波后的直流电压约为120VDC～373VDC。用于这种场合的开关电源，根据功率的不同，供其选择的电路拓扑较多，如具有结构简单、成本低廉等特点的反激、正激电路；结构复杂，但具有软开关功能的LLC、不对称半桥、移相全桥电路等等。随着新能源产业的迅猛发展，电动汽车、风力发电、光伏等行业对超高超宽输入电压范围的开关电源的需求越来越多，且要求越来越严苛。电动汽车行业的充电桩使用的电源要求输入电压范围为200VDC～800VDC，有的要求达到1000VDC上限；风力发电及光伏行业的光伏汇流箱、逆变器等使用的电源产品要求输入电压范围达150VDC～1500VDC。如此宽范围、高输入电压的应用提高了开关电源的设计难度，包括开关管电压应力处理；输入电压升高导致开关管的开通和关断损耗增大，引起的热处理；变压器工艺设计等等。目前行业宽范围、高输入电压的开关电源采用普通反激或正激电路实现，其实际应用电路是把变压器原边功率绕组分成两个或两个以上，分别接开关管，然后再串联起来达到耐高压的目的(电路如图1和图2所示，该方案为现有公知技术，此处不再详细介绍)。但是这两种拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了小功率产品的效率和体积。并且，其难以应用于中大功率的宽范围、高输入电压的开关电源中。因为由漏感所引起的电压尖峰应力和高的输入电压导致开关管承受很高的电压应力；加之是硬开关，开关损耗很大，管子发热严重，所以必须选择更高耐压、更大体积的开关管，成本升急剧增加。而高耐压的开关管导通阻抗和结电容都比较大，进一步恶化了产品的效率。特别是近年来业内对更大功率高输入电压开关电源的需求逐渐增多，上述电路拓扑在该应用场合表现出来的缺点尤为明显。电源效率低导致的温升高和体积大和使用高耐压开关管导致的成本高的问题，严重制约了高压电源的发展。电力电子行业对高功率密度、高可靠性和小体积的开关电源的需求，衍生了软开关技术的发展。软开关技术目前仍是电力电子领域研究的技术热点之一。它是利用电感、电容谐振的原理，使开关电源的开关管实现零电压开通或零电流关断，从而减小开关管的开关损耗，显著的提升了产品的效率。但诸如LLC和不对称半桥等具有软开关功能的电路，由于其占空比要求小于0.5，并且开关管的应力等于输入电压，所以较难应用在宽范围、高输入电压的开关电源上，一般在前级接有一级预稳压环节。而常规的不对称半桥反激电路虽然占空比可大于0.5，但其开关管的应力等于输入电压，故也不适用于高输入电压的场合。以上为公知技术，这里不再详细介绍。技术实现要素：有鉴于此，本发明为解决上述的问题，提供一种不对称半桥反激电路，应用于宽范围、高输入电压的开关电源中，其具有软开关功能，提升了产品的效率；且原边开关管在关断时电压应力低，不需要选择特殊的高耐压开关管，降低成本。本发明的目的是这样实现的，一种不对称半桥反激电路，包括输入正端、输入负端、变压器、与变压器的原边绕组连接的原边电路和与变压器的副边绕组连接的副边电路，原边电路包括第一电容和第二电容，第一电容的一端与输入正端连接，第一电容的另一端与第二电容的一端连接，第二电容的另一端与输入负端连接；变压器具有串联的第一原边绕组和第二原边绕组，还具有第一副边绕组；原边电路还包括：四个开关管，即第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，四个开关管的漏-源极依次串联连接在输入正端与输入负端之间，其中第一开关管和第三开关管为主开关管，且驱动信号同步；第二开关管和第四开关管为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间；两个电感，即第一电感和第二电感，是变压器的原边绕组的漏感；两个电容，即第三电容和第四电容；变压器的第一原边绕组的同名端通过第一电感与第二开关管的漏极连接，第一原边绕组的异名端通过第三电容分别与第二开关管的源极及第一电容的另一端连接；第二原边绕组的同名端通过第二电感与第四开关管的漏极连接，第二原边绕组的异名端通过第四电容分别与第四开关管的源极及第二电容的另一端连接；在主开关管导通、钳位开关管关断时，输入电压施加在第一电感、第一原边绕组、第三电容、第二电感、第二原边绕组和第四电容依序组成的串联回路中，产生谐振；在主开关管和钳位开关管都截止的第一死区时间，四个开关管的结电容经串联回路产生谐振，抽取钳位开关管结电容的能量，用以实现钳位开关管的零电压开通；在主开关管关断、钳位开关管导通时，第一电感、第一原边绕组、第三电容与第二开关管组成第一谐振回路；第二电感、第二原边绕组、第四电容与第四开关管组成第二谐振回路；在主开关管和钳位开关管都截止的第二死区时间，四个开关管的结电容经串联回路产生谐振，抽取主开关管结电容的能量，用以实现主开关管的零电压开通。优选的，所述原边电路还包括第一电阻，第一电阻串联在第一电容的另一端与第三电容之间。优选的，所述变压器还具有与第二原边绕组串联的第三原边绕组；所述原边电路还包括第六电容、第五开关管、第六开关管、第三电感和第七电容，第六电容的一端与第二电容的另一端连接，第六电容的另一端与输入负端连接；第五开关管和第六开关管与所述四个开关管依序串联连接在输入正端与输入负端之间，其中第五开关管为主开关管，第六开关管为钳位开关管；变压器第三原边绕组的同名端通过第三电感与第六开关管的漏极连接，第三原边绕组的异名端通过第七电容分别与第六开关管的源极及第六电容的另一端连接；在主开关管导通、钳位开关管关断时，输入电压施加在第一电感、第一原边绕组、第三电容、第二原边绕组、第四电容、第三原边绕组和第七电容依序组成的串联回路中，产生谐振；在主开关管和钳位开关管都截止的第一死区时间，六个开关管的结电容经串联回路产生谐振，抽取钳位开关管结电容的能量，用以实现钳位开关管的零电压开通；在主开关管关断、钳位开关管导通时，第一原边绕组、第三电容与第二开关管组成第一谐振回路；第二原边绕组、第四电容与第四开关管组成第二谐振回路；第三原边绕组、第七电容与第六开关管组成第三谐振回路；在主开关管和钳位开关管都截止的第二死区时间，六个开关管的结电容经串联回路产生谐振，抽取主开关管结电容的能量，用以实现主开关管的零电压开通。优选的，所述原边电路还包括第一电阻和第二电阻，第一电阻串联在第一电容的另一端与第三电容之间；第二电阻串联在第二电容的另一端与第四电容之间。优选的，所述不对称半桥反激电路的副边电路，包括第一二极管和第五电容，第一二极管的阳极与变压器的第一副边绕组的异名端连接，第一二极管的阴极与第五电容的一端连接，同时引出作为输出正极；第五电容的另一端与第一副边绕组的同名端连接，同时引出作为输出负极。本发明还提供一种不对称半桥反激电路，包括一只反激变压器、第一二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述的变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组、第一副边绕组。其连接关系为：所述的第一电容和所述的第二电容串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接所述的第一开关管的漏极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的第四开关管的源极；所述的第一开关管的源极接所述的第二开关管的漏极；所述的第一开关管的源极同时还连接于所述的第一电感的一端；所述的第一电感的另一端接所述变压器的第一原边绕组的同名端；所述变压器的第一原边绕组的异名端接所述的第三电容的一端；所述的第三电容的另一端接所述第二开关管的源极，同时还连接于所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点，同时还连接于所述的第三开关管的漏极；所述的第三开关管的源极接所述的第四开关管的漏极；所述的第三开关管的源极同时还连接于所述的第二电感的一端；所述的第二电感的另一端接所述变压器的第二原边绕组的同名端；所述变压器的第二原边绕组的异名端接所述的第四电容的一端；所述的第四电容的另一端接所述第四开关管的源极；第四电容的另一端还与输入负端连接；所述变压器的第一副边绕组的异名端接所述的第一二极管的阳极；所述的第一二极管的阴极接所述的第五电容的一端，同时作为输出正极；所述的第五电容的另一端接所述变压器的第一副边绕组的同名端，同时作为输出负极。所述的第一开关管、所述的第三开关管为主开关管，且驱动信号同步；所述的第二开关管、所述的第四开关管为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。作为原始技术方案的等同技术方案，一种不对称半桥反激电路，其特征在于：包括一只反激变压器、第一二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述的变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组、第一副边绕组。其连接关系为：所述的第一电容和所述的第二电容串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接所述的第二开关管的漏极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的第三开关管的源极；所述的第二开关漏极还接所述的第一电感的一端；所述的第一电感的另一端接所述变压器的第一原边绕组的同名端；所述变压器的第一原边绕组的异名端接所述的第三电容的一端；所述的第三电容的另一端接所述的第二开关管的源极，同时还连接于所述的第一开关管的漏极；所述的第一开关管的源极接所述的第四开关管的漏极，同时还连接于所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点；所述的第四开关管的漏极还连接于所述的第二电感的一端；所述的第二电感的另一端接所述变压器的第二原边绕组的同名端；所述变压器的第二原边绕组的异名端接所述的第四电容的一端；所述的第四电容的另一端接所述的第四开关管的源极，同时还连接于所述第三开关管的漏极；所述变压器的第一副边绕组的异名端接所述的第一二极管的阳极；所述的第一二极管的阴极接所述的第五电容的一端，同时作为输出正极；所述的第五电容的另一端接所述变压器的第一副边绕组的同名端，同时作为输出负极。所述的第一开关管、所述的第三开关管为主开关管，且驱动信号同步；所述的第二开关管、所述的第四开关管为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。优选的，所述的开关管是N-MOS管。优选的，所述的第一电感可以是所述变压器的第一原边绕组的漏感。优选的，所述的第二电感可以是所述变压器的第二原边绕组的漏感。优选的，所述的第一电感和第二电感也可以是独立的电感元件。优选的，所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点，到所述第一开关管的源极之间接有一只电阻。作为原始技术方案的改进，在其基础上，所述的变压器增加一个第三原边绕组，同时电路还增加第六电容、第七电容、第五开关管、第六开关管、第三电感；改进后的电路连接关系为：所述的第六电容与所述的第一电容和所述的第二电容串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接所述的第一开关管的漏极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的第六开关管的源极；所述的第一开关管的源极接所述的第二开关管的漏极；所述的第一开关管的源极同时还连接于所述的第一电感的一端；所述的第一电感的另一端接所述变压器的第一原边绕组的同名端；所述变压器的第一原边绕组的异名端接所述的第三电容的一端；所述的第三电容的另一端接所述第二开关管的源极，同时还连接于所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点，同时还连接于所述的第三开关管的漏极；所述的第三开关管的源极接所述的第四开关管的漏极；所述的第三开关管的源极同时还连接于所述的第二电感的一端；所述的第二电感的另一端接所述变压器的第二原边绕组的同名端；所述变压器的第二原边绕组的异名端接所述的第四电容的一端；所述的第四电容的另一端接所述第四开关管的源极，同时还连接于所述的第二电容和第六电容串联后的中间节点，同时还连接于所述的第五开关管的漏极；所述的第五开关管的源极接所述的第六开关管的漏极；所述的第五开关管的源极同时还连接于所述的第三电感的一端；所述的第三电感的另一端接所述变压器的第三原边绕组的同名端；所述变压器的第三原边绕组的异名端接所述的第七电容的一端；所述的第七电容的另一端接所述第六开关管的源极；所述变压器的第一副边绕组的异名端接所述的第一二极管的阳极；所述的第一二极管的阴极接所述的第五电容的一端，同时作为输出正极；所述的第五电容的另一端接所述变压器的第一副边绕组的同名端，同时作为输出负极；所述的第一开关管、所述的第三开关管、所述的第五开关管为主开关管，且驱动信号同步；所述的第二开关管、所述的第四开关管、所述的第六开关管为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。作为等同技术方案的改进，在其基础上，所述的变压器增加一个第三原边绕组，同时电路还增加第六电容、第七电容、第五开关管、第六开关管、第三电感；改进后的电路连接关系为：所述的第六电容与所述的第一电容和所述的第二电容串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接所述的第二开关管的漏极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的第五开关管的源极；所述的第二开关漏极还接所述的第一电感的一端；所述的第一电感的另一端接所述变压器的第一原边绕组的同名端；所述变压器的第一原边绕组的异名端接所述的第三电容的一端；所述的第三电容的另一端接所述的第二开关管的源极，同时还连接于所述的第一开关管的漏极；所述的第一开关管的源极接所述的第四开关管的漏极，同时还连接于所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点；所述的第四开关管的漏极还连接于所述的第二电感的一端；所述的第二电感的另一端接所述变压器的第二原边绕组的同名端；所述变压器的第二原边绕组的异名端接所述的第四电容的一端；所述的第四电容的另一端接所述的第四开关管的源极，同时还连接于所述第三开关管的漏极；所述的第三开关管的源极接所述的第六开关管的漏极，同时还连接于所述的第二电容和第六电容串联后的中间节点；所述的第六开关管的漏极还连接于所述的第三电感的一端；所述的第三电感的另一端接所述变压器的第三原边绕组的同名端；所述变压器的第三原边绕组的异名端接所述的第七电容的一端；所述的第七电容的另一端接所述的第六开关管的源极，同时还连接于所述第五开关管的漏极；所述变压器的第一副边绕组的异名端接所述的第一二极管的阳极；所述的第一二极管的阴极接所述的第五电容的一端，同时作为输出正极；所述的第五电容的另一端接所述变压器的第一副边绕组的同名端，同时作为输出负极；所述的第一开关管、所述的第三开关管、所述的第五开关管为主开关管，且驱动信号同步；所述的第二开关管、所述的第四开关管、所述的第六开关管为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。优选的，所述的开关管是N-MOS管。优选的，所述的第一电感可以是所述变压器的第一原边绕组的漏感。优选的，所述的第二电感可以是所述变压器的第二原边绕组的漏感。优选的，所述的第三电感可以是所述变压器的第三原边绕组的漏感。优选的，所述的第一电感、第二电感、第三电感也可以是独立的电感元件。优选的，所述的第一电容和第二电容串联后的中间节点，到所述第一开关管的源极之间接有一只电阻。优选的，所述的第二电容和第六电容串联后的中间节点，到所述第三开关管的源极之间接有一只电阻。本发明原始技术方案的工作原理会在实施例中详细说明，这里简述一下，稳态时，所述的第一开关管和第三开关管同时开通。输入电压施加在第一电感、第一原边绕组、第三电容、第二电感、第二原边绕组、第四电容的串联回路中，发生谐振。由于第一原边绕组和第二原边绕组感量较大，谐振频率低于开关频率，所以励磁电流近似线性增加，所述的第一原边绕组和第二原边储能。此时所述的第二开关管和第四开关管两端电压为输入电压的二分之一。当所述的第一开关管和第三开关管截止时，所述的第二开关管和第四开关管也还未开启，此时间段为死区时间。在这段死区时间内因为所述的第一电感、第二电感、第一原边绕组和第二原边绕组要续流，所述的第一开关管、第三开关管、第二开关管、第四开关管的结电容，第一电感、第一原边绕组、第三电容、第二电感、第二原边绕组、第四电容发生谐振，抽取所述的第二开关管和第四开关管结电容的能量，第二开关管和第四开关管两端电压下降。同时给所述的第一开关管和第三开关管结电容充电，第一开关管和第三开关管两端电压上升。当所述第一开关管和第三开关管的结电容电压达到最高，所述第二开关管和第四开关管的结电容电压被抽到零时，在所述的第二开关管和第四开关管栅极施加驱动信号，这样就实现了钳位开关管的零电压开通，零电压开通英文简写为ZVS。此时所述的第一二极管正向导通，变压器第一原边绕组和第二原边绕组被反射电压钳位，同时向第一副边绕组释放能量，励磁电流线性下降，到零后负向线性增加。同时，所述的第一电感与第三电容发生谐振，所述的第一原边绕组中的电流按正弦波的轨迹变化；所述的第二电感与第四电容发生谐振；所述的第二原边绕组中的电流按正弦波的轨迹变化。此时所述的第一开关管和第三开关管两端电压为输入电压的二分之一。当所述的第二开关管和第四开关管截止时，所述的第一开关管和第三开关管也还未开启，此时间段为死区时间。在这段死区时间内，因为所述的第一电感和第二电感要续流，所述的第一开关管、第三开关管、第二开关管、第四开关管的结电容，第一电感、第三电容、第二电感、第四电容发生谐振，抽取所述的第一开关管和第三开关管结电容的能量，第一开关管和第三开关管两端电压下降。同时给所述的第二开关管和第四开关管结电容充电，第二开关管和第四开关管两端电压上升。当所述第二开关管和第四开关管的结电容电压达到最高，所述第一开关管和第三开关管的结电容电压被抽到零时，在所述的第一开关管和第三开关管栅极施加驱动信号，这样就实现了主开关管的ZVS。这样就完成一个周期，接着继续按照同样的过程重复工作。从上述工作原理可以看出，在主开关管开通，钳位开关管截止阶段，第一电感、第一原边绕组、第三电容、第二电感、第二原边绕组、第四电容组成一个串联谐振回路，发生谐振，给变压器原边绕组储能的同时，为实现钳位开关管的ZVS提供条件。而在主开关管截止，钳位开关管开通阶段，第一电感和第三电容组成一个独立的谐振回路，第二电感和第四电容组成另一个独立的谐振回路，即两个独立的谐振回路并联为负载释放能量，同时为实现各自谐振回路内的主开关管ZVS提供条件。与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：1、所有开关管可以实现ZVS，提高整机效率。2、工作过程中，开关管截止时的电压均为输入电压的一半，且变压器漏感参与谐振，开关管没有尖峰电压应力，便于使用普通的开关管，降低成本。附图说明图1为现有宽范围、高输入电压开关电源采用的反激电路图；图2为现有宽范围、高输入电压开关电源采用的正激电路图；图3-1为本发明第一实施例不对称半桥反激电路的原理图；图3-2为本发明第一实施例不对称半桥反激电路的原理图，其中标示有谐振回路，虚线所示即为主开关管Q1、Q3开通，钳位开关管Q2、Q4截止时的谐振回路；实线所示即为钳位开关管Q2、Q4开通，主开关管Q1、Q3截止时，两个独立的谐振回路；图4为本发明第一实施例不对称半桥反激电路工作波形图；图5为本发明第二实施例不对称半桥反激电路的原理图；图6为本发明第三实施例不对称半桥反激电路的原理图；图7为本发明第四实施例不对称半桥反激电路的原理图；图8为本发明第五实施例不对称半桥反激电路的原理图。具体实施方式第一实施例图3-1示出了本发明第一实施例不对称半桥反激电路的电路图，一种不对称半桥反激电路，包括电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5，N-MOS管Q1、N-MOS管Q2、N-MOS管Q3、N-MOS管Q4，输出整流二极管D1。反激变压器T1包括：第一原边绕组Lp1、第二原边绕组Lp2、第一副边绕组Ls1，第一电感为Lp1的漏感Lk1，第二电感为Lp2的漏感Lk2。实际应用中，电感Lp1、Lp2也可以是外置独立的电感元件。其具体连接关系为：电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接N-MOS管Q1的漏极；电容C1和电容C2串联后两端子的另一端接输入电压的负极，同时接N-MOS管Q4的源极；所述的N-MOS管Q1源极接N-MOS管Q2的漏极，同时还连接于电感Lk1的一端；电感Lk1的另一端接原边绕组Lp1的同名端；原边绕组Lp1的异名端接电容C3的一端；电容C3的的另一端接N-MOS管Q2的源极，同时还连接于电容C1和电容C2串联后的中间节点，同时还连接于N-MOS管Q3的漏极；N-MOS管Q3的源极接所N-MOS管Q4的漏极；N-MOS管Q3源极同时还连接于电感Lk2的一端；电感Lk2的另一端接原边绕组Lp2的同名端；原边绕组Lp2的异名端接电容C4的一端；电容C4的另一端接N-MOS管Q4的源极；所述的副边绕组Ls1的异名端接二极管D1的阳极；二极管D1的阴极接电容C5的一端，同时作为输出正极；电容C5的另一端接副边绕组Ls1的同名端，同时作为输出负极。本实施例工作原理如下：稳态工作时的波形如图4所示，N-MOS管Q1和N-MOS管Q3是主开关管，N-MOS管Q2和N-MOS管Q4是钳位开关管。Vgs1、Vgs2、Vgs3和Vgs4分别是N-MOS管Q1、N-MOS管Q2、N-MOS管Q3和N-MOS管Q4的驱动信号波形；Vds1、Vds2、Vds3和Vds4分别是N-MOS管Q1、N-MOS管Q2、N-MOS管Q3和N-MOS管Q4的漏、源极电压波形；Ir1是流过电感Lk1的谐振电流波形；Ir2是流过电感Lk2的谐振电流波形；Im1是流过原边绕组Lp1的励磁电流波形；Im2是流过原边绕组Lp2的励磁电流波形；Id1是流过副边绕组Ls1的电流波形。设主开关管的驱动信号占空比为D，则钳位开关管的占空比为(1-D)，为避免主管和钳位管共通，需要留有一定的死区时间，工作周期为T。在t0～t1阶段内，驱动信号Vgs1和驱动信号Vgs3为高电平，驱动信号Vgs2和驱动信号Vgs4为低电平，主开关管开通，钳位开关管截止。输入电压施加在由电感Lk1、原边绕组Lp1、电容C3、电感Lk2、原边绕组Lp2、电容C4组成的串联回路中，发生谐振。如图3-2中虚线所示即为主开关管Q1、Q3开通，钳位开关管Q2、Q4截止时的谐振回路。由于原边绕组Lp1和原边绕组Lp2电感量较大，谐振频率小于开关频率，所以励磁电流Im近似线性增加，原边绕组Lp1和原边绕组Lp2储能。励磁电流Im1与谐振电流Ir1相等，励磁电流Im2与谐振电流Ir2相等，输出整流二极管D1截止。此时N-MOS管Q2和N-MOS管Q4两端电压分别为输入电压的二分之一。在t1时刻，驱动信号Vgs1和驱动信号Vgs3变为低电平，同时驱动信号Vgs2和驱动信号Vgs4仍为低电平，主开关管和钳位开关管都截止。在t1～t2阶段的死区时间内，因为电感电流不能突变，电感Lk1、原边绕组Lp1、电感Lk2和原边绕组Lp2需要续流，故主开关管和钳位开关管漏、源极的结电容，电感Lk1、原边绕组Lp1、电容C3、电感Lk2、原边绕组Lp2、电容C4发生谐振，抽取N-MOS管Q2和N-MOS管Q4漏、源极结电容的能量，N-MOS管Q2和N-MOS管Q4两端电压下降。同时给N-MOS管Q1和N-MOS管Q3漏、源极的结电容充电，N-MOS管Q1和N-MOS管Q3两端电压上升。当N-MOS管Q1和N-MOS管Q3漏、源极结电容电压达到最高，N-MOS管Q2和N-MOS管Q4漏、源极结电容电压被抽到零后，在t2时刻，驱动信号Vgs2和驱动信号Vgs4变为高电平。这样，由于N-MOS管Q2和N-MOS管Q4的漏、源极电压在驱动信号变为高电平之前已降到零，故只需通过谐振回路参数的设计，不需增加其他电路，就可实现N-MOS管Q2和N-MOS管Q4等钳位开关管的ZVS。此阶段内，励磁电流Im1与谐振电流Ir1相等，励磁电流Im2与谐振电流Ir2相等，输出整流二极管D1截止。励磁电流Im1和励磁电流Im2由于原边绕组Lp1和原边绕组Lp2两端的电压降低，所以虽然在增加但是幅度非常小。在t2时刻，钳位开关管导通，电感Lk1、原边绕组Lp1、电容C3、N-MOS管Q2组成一个独立的谐振回路，电容C3两端电压Vc直接加在电感Lk1和原边绕组Lp1上；电感Lk2、原边绕组Lp2、电容C4、N-MOS管Q4组成另一个独立的谐振回路，电容C4两端电压Vc直接加在电感Lk2和原边绕组Lp2上。如图3-2中实线所示即为钳位开关管Q2、Q4开通，主开关管Q1、Q3截止时，两个独立的谐振回路。副边二极管正向导通。在t2～t3阶段，原边绕组Lp1和原边绕组Lp2被输出反射电压钳位去磁，向副边释放能量，励磁电流Im1和励磁电流Im2线性下降，到零后负向线性增加。同时，电感Lk1与电容C3发生谐振，谐振电流Ir1按正弦波的轨迹变化；电感Lk2与电容C4发生谐振，谐振电流Ir2按正弦波的轨迹变化。励磁电流Im1与谐振电流Ir1的差值乘以原边绕组Lp1与副边绕组Ls1的匝比N1，加上励磁电流Im2与谐振电流Ir2的差值乘以原边绕组Lp2与副边绕组Ls1的匝比N2，等于流过副边绕组Ls1的电流，即N1(Im1-Ir1)+N2(Im2-Ir2)＝Id1在t2～t3阶段内，N-MOS管Q1和N-MOS管Q3两端电压为输入电压的二分之一。在t3时刻，驱动信号Vgs2和驱动信号Vgs4变为低电平，同时驱动信号Vgs1和驱动信号Vgs3仍为低电平，主开关管和钳位开关管都截止。在t3～t4阶段的死区时间内，因为电感电流不能突变，电感Lk1和电感Lk2需要续流，故主开关管和钳位开关管的结电容，电感Lk1、电容C3、电感Lk2、电容C4发生谐振，抽取N-MOS管Q1和N-MOS管Q3结电容的能量，N-MOS管Q1和N-MOS管Q3两端电压下降。同时给N-MOS管Q2和N-MOS管Q4漏、源极的结电容充电，N-MOS管Q2和N-MOS管Q4两端电压上升。当N-MOS管Q2和N-MOS管Q4结电容电压达到最高，N-MOS管Q1和N-MOS管Q3结电容电压被抽到零后，在t4时刻，驱动信号Vgs1和驱动信号Vgs3变为高电平。这样，由于N-MOS管Q1和N-MOS管Q3的漏、源极电压在驱动信号变为高电平之前已降到零，故只需通过谐振回路参数的设计，不需增加其他电路，就可实现N-MOS管Q1和N-MOS管Q3等主开关管的ZVS。此时励磁电流Im1与谐振电流Ir1相等，励磁电流Im2与谐振电流Ir2相等，输出整流二极管D1截止。这样就完成一个周期，接着继续按照同样的过程重复工作。本发明的优点显而易见：1、从电路本身来看，它能够实现软开关，效率高。2、从开关管选型来看，工作过程中，开关管截止时的电压均为输入电压的一半，且变压器漏感参与谐振，开关管没有尖峰电压应力，便于使用普通的开关管。3、从变压器绕制工艺上来看，其漏感被利用参与谐振，不需要特殊的绕制方式来减小漏感，有利于实现变压器的自动化机绕工艺。现分别用图1所示方案和本发明技术方案设计200W开关电源，输入电压范围为250VDC～900VDC，输出24V/8.3A，将两个方案的效率、开关管电压应力等指标进行对比，进一步说明。表1图1所示方案与本发明技术方案满载效率对比测试结果输入电压图1所示方案本发明技术方案250VDC87％91％600VDC90％92％900VDC89％91％从表1测试数据看，本发明技术方案效率优于传统的图1所示方案，特别是低压输入时，输入电流大，由于本技术方案的软开关功能和选择低耐压的N-MOS管，大幅降低了开关管的损耗，显著提升了电源的效率。表2图1所示方案与本发明技术方案开关管电压应力对比测试结果N-MOS图1所示方案本发明技术方案Q1692V450VQ2692V450VQ3----450VQ4----450V从表2测试数据看，本发明技术方案中的四个N-MOS管电压应力均为输入电压的一半，可选用常用的600V耐压的管子。而传统的图1所示方案中的N-MOS管电压应力等于输入电压的一半，加上输出反射电压，再加上漏感产生的电压尖峰，远大于本专利技术方案中的N-MOS管电压应力，考虑留一定电压余量，且是硬开关，需要选择耐压800V以上，结电容小，导通阻抗小的N-MOS管。而这种规格的N-MOS管比常用600V耐压的高出1～2倍的价格。第二实施例图5为本发明第二实例不对称半桥反激电路的电路图，与第一实施例不同之处在于，主开关管和钳位开关管的位置变化。其具体连接关系为：所述的电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接所述的N-MOS管Q2的漏极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的N-MOS管Q3的源极；N-MOS管Q2的漏极还接所述的电感Lk1的一端；电感Lk1的另一端接所述变压器的原边绕组Lp1的同名端；原边绕组Lp1的异名端接所述的电容C3的一端；电容C3的另一端接所述的N-MOS管Q2的源极，同时还连接于所述的N-MOS管Q1的漏极；N-MOS管Q1的源极接所述的N-MOS管Q4的漏极，同时还连接于所述的电容C1和电容C2串联后的中间节点；所述的N-MOS管Q4的漏极还连接于所述的电感Lk2的一端；电感Lk2的另一端接所述变压器的原边绕组Lp2的同名端；原边绕组Lp2的异名端接所述的电容C4的一端；电容C4的另一端接所述的N-MOS管Q4的源极，同时还连接于所述的N-MOS管Q3的漏极；所述的副边绕组Ls1的异名端接二极管D1的阳极；二极管D1的阴极接电容C5的一端，同时作为输出正极；电容C5的另一端接副边绕组Ls1的同名端，同时作为输出负极；所述的N-MOS管Q1、N-MOS管Q3为主开关管，且驱动信号同步；所述的N-MOS管Q2、N-MOS管Q4为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。本实施例同样可以实现N-MOS管的ZVS，且每个N-MOS管截止时漏、源极的电压为输入电压的二分之一。第三实施例图6为第三实例的电路图，与第一实施例不同之处在于，所述的变压器增加第三原边绕组Lp3，电容C6、电容C7、N-MOS管Q5、N-MOS管Q6、原边绕组Lp3的漏感Lk3。实际应用中，电感Lp3也可以是外置独立的电感元件。在第一实施例的基础上，新增元件的连接关系为：所述的电容C6与所述的电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的N-MOS管Q6的源极；所述的电容C2和电容C6串联后的中间节点接所述的N-MOS管Q4的源极，同时还连接于所述的N-MOS管Q5的漏极；所述的N-MOS管Q5的源极接所述的N-MOS管Q6的漏极，同时还连接于所述的电感Lk3的一端；所述的电感Lk3的另一端接所述变压器原边绕组Lp3的同名端；所述变压器原边绕组Lp3的异名端接所述的电容C7的一端；所述的电容C7的另一端接所述的N-MOS管Q6的源极；所述的N-MOS管Q1、N-MOS管Q3、N-MOS管Q5为主开关管，且驱动信号同步；所述的N-MOS管Q2、N-MOS管Q4、N-MOS管Q6为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。本实施例同样可以实现N-MOS管的ZVS，且每个N-MOS管截止时漏、源极的电压为输入电压的三分之一，适合用于输入电压更高的开关电源上。第四实施例图7为第四实例的电路图，与第二实施例不同之处在于，变压器增加第三原边绕组Lp3，电容C6、电容C7、N-MOS管Q5、N-MOS管Q6、原边绕组Lp3的漏感Lk3。实际应用中，电感Lp3也可以是外置独立的电感元件。在第二实施例的基础上，新增元件的连接关系为：所述的电容C6与所述的电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，另一端接输入电压的负极，同时接所述的N-MOS管Q5的源极；所述的电容C2和电容C6串联后的中间节点接所述的N-MOS管Q3的源极，同时还连接于所述的N-MOS管Q6的漏极；N-MOS管Q6的漏极还连接于所述的电感Lk3的一端；电感Lk3的另一端接所述变压器的原边绕组Lp3的同名端；原边绕组Lp3的异名端接所述的电容C7的一端；电容C7的另一端接所述的N-MOS管Q6的源极，同时还连接于所述的N-MOS管Q5的漏极。所述的N-MOS管Q1、N-MOS管Q3、N-MOS管Q5为主开关管，且驱动信号同步；所述的N-MOS管Q2、N-MOS管Q4、N-MOS管Q6为钳位开关管，且驱动信号同步；主开关管与钳位开关管驱动信号互补，且两个驱动信号之间有一个死区时间。本实施例同样可以实现N-MOS管的ZVS，且每个N-MOS管截止时漏、源极的电压为输入电压的三分之一，适合用于输入电压更高的开关电源上。第五实施例图8为第五实例的电路图，与第一实施例不同之处在于，电容C1和电容C2串联后的中点到N-MOS管Q2的源极之间还接有电阻R1，其他连接关系不变。电阻R1的作用是：由于电容C1、N-MOS管Q1、电感Lk1、原边绕组Lp1、电容C3所组成的串联回路，与电容C2、N-MOS管Q3、电感Lk2、原边绕组Lp2、电容C4所组成的串联回路的阻抗不可能完全相等(由于元件参数精度偏差导致)，会引起两个回路的峰值电流有所差异。该电阻取值要适当大于两个回路阻抗的差值，以削弱阻抗不完全相等的影响，最大限度地缩小两个回路峰值电流的差异。同理，第五实施例的串入电阻方案也适用于第三实施例，即在电容C2与电容C6串联后的中点到N-MOS管Q6的源极之间还接有电阻R2，其他连接关系不变。电阻R2的作用与电阻R1的作用基本相同。以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本
技术领域：
的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如输出整流二极管D1换成MOS管，作同步整流；变压器再增加一个或多个原边绕组、N-MOS管、电感、电容；变压器增加一个或多个副边绕组，变成多路输出等等；这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。当前第1页1 2 3