专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有同步整流电路的开关电源装置。
背景技术：
包含回扫型DC-DC变换电路的典型的开关电源装置由以下部件构成，即成对的直流电源端子；具有1次绕组及2次绕组的变压器；通过1次绕组连接在成对的直流电源端子间的主开关；通过整流二极管连接在2次绕组上的平滑电容器。
在上述开关电源装置中，若将主开关用PWM(脉宽调制)脉冲进行ON/OFF控制，就会断续成对的直流电源端子间的电压，在主开关ON期间，在变压器上积蓄能量，在OFF期间，从变压器放出能量。连接在2次绕组上的整流二极管在主开关的OFF期间导通，向平滑电容器流过充电电流。
可是，在连接至2次绕组的整流二极管上产生例如约0.8V的电压降，产生了电力损失。为了降低该整流二极管上的电力损失及电压降，在整流二极管上并联连接同步整流用开关，在整流二极管的导通期间将同步整流用开关置于ON的技术，由例如日本的特开平9-163736号公报等可知。如果使用由双极型晶体管、场效应晶体管等构成的同步整流用开关，则在这里的电压降比整流二极管更低，例如，达到约0.2V，可以减少在变压器的2次侧的电压降及电力损失。
但是，由于时间宽度随着输入电压及负载的变动，配合变化的整流二极管的导通期间来正确且容易地将整流用开关进行ON控制是困难的。另外，如果由于负载急变等，开关电源装置的输出电压急剧降低，则由于输出电压的反馈控制，主开关的ON时间宽度急剧增大，又有产生主开关的ON期间与同步整流用开关的ON期间的重叠的危险。如果这样的状态产生，有产生噪声的发生及电路元件的破坏等的危险。
再者，这种问题不限于回扫型DC-DC变换电路，在正向型DC-DC变换电路、断续型变换电路等的开关电源装置中也会发生。
专利文献1特开平9-163736号公报发明内容要解决的课题 因而，本发明想要解决的课题是不能正确且容易地进行同步整流用开关的最佳控制的问题，本发明的目的在于，提供能够解决上述课题的开关电源装置。
解决课题的手段用以解决上述课题的本发明是设有下列部件的开关电源装置，这些部件是供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；为了向上述电感单元断续性地供给电压，具有连接在上述直流电压输入单元与上述电感单元之间来断续上述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在上述主开关的控制端子上的、具有ON/OFF控制上述主开关的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在上述成对的直流电压输出端子间的平滑电容器；相对于上述电感单元与平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在上述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；以及连接在上述同步整流用开关的控制端子上的同步整流控制电路；上述同步整流控制电路是涉及以设有下列部件为特征的开关电源装置的同步整流控制电路，这些部件是用以确定上述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在上述同步整流期间确定用电容器上，且具有对上述同步整流期间确定用电容器，在上述主开关的ON期间供给对应于上述电感单元的电压的值的充电电流的功能的第1电流源；连接在上述同步整流期间确定用电容器上、具有流过对应于上述直流输出电压的值的放电电流的功能的第2电流源；连接在可得到表示上述主开关的ON/OFF状态的信号的部位、具有检测上述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；以及连接在上述同步整流期间确定用电容器、上述导通容许期间检测单元和上述同步整流用开关的控制端子上的比较及脉冲形成电路，具有如下功能判定上述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定基准值高，在上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述规定基准电压值高的同时，在上述导通容许期间形成上述同步整流用开关的ON控制脉冲，并供给到上述同步整流用开关的控制端子上。
在本发明中，所谓与上述电感单元的电压对应的值的充电电流意味着变化的充电电流，上述电感单元的电压比规定值更高时增大，上述电感单元的电压比规定值更低时变小。总之，本发明的所谓与上述电感单元的电压对应的值的充电电流意味着随着上述电感单元的电压的变化而变化的充电电流。另外，所谓电感单元的电压，意味着例如变压器的2次绕组的电压或平滑电感器的电压。另外，本发明中的与上述直流输出电压对应的值的放电电流，意味着变化的放电电流，上述直流输出电压比额定直流输出电压高时增大，上述直流输出电压比额定直流输出电压低时变小。总之，本发明中的与上述直流输出电压对应的值的放电电流，意味着随着上述直流输出电压的变化而变化的放电电流。
再者，上述电感单元是具有1次绕组和2次绕组的变压器，上述断续电压供给单元是连接在上述直流电压输入单元与上述1次绕组之间的主开关，上述同步整流用开关串联连接在从上述2次绕组至上述平滑电容器的电流通路上，上述整流二极管最好具有在上述主开关的ON期间在上述2次绕组上感应的电压下逆向偏置的方向性。
另外，上述断续电压供给单元由下列部件构成，即连接在上述直流电压输入单元上的1次绕组；电磁耦合于该1次绕组的2次绕组；连接在上述直流电压输入单元与上述1次绕组之间的主开关；以及串联连接在从上述2次绕组至上述平滑电容器的电流通路上、具有在上述主开关的ON期间在上述2次绕组上感应的电压下导通的方向性的整流元件。上述电感单元是串联连接在从上述2次绕组至上述平滑电容器的电流通路上的平滑电感器，上述同步整流用开关相对于上述平滑电感器和上述平滑电容器的串联电路并联连接，且最好通过上述整流元件并联连接在上述2次绕组上。
另外，上述电感单元是串联连接在从上述直流电压输入单元至上述平滑电容器的电流通路上的平滑电感器，上述断续电压供给单元是连接在上述直流电压输入单元与上述平滑电感器之间的主开关，上述同步整流用开关最好通过上述平滑电感器并联连接在上述平滑电容器上。
再者，最好还设有放电禁止单元，在上述主开关的ON期间禁止由上述第2电流源产生的上述同步整流期间确定用电容器的放电。
又，上述第1电流源是在上述主开关的ON期间向上述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，上述第2电流源是在上述主开关的OFF期间流过用以使上述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，上述第1电流(I1)与上述第2电流(I2)之比(I1/I2)最好等于在上述主开关的ON期间的上述电感单元的电压(V2)上增加上述成对的直流电压输出端子间的输出电压(Vo)后的值(V2+Vo)与上述输出电压(Vo)之比((V2+Vo)/Vo)。
又，上述第1电流源是在上述主开关的ON期间向上述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，上述第2电流源是在上述主开关的OFF期间流过用以使上述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，上述第1电流(I1)与第2电流(I2)之比最好等于从上述主开关的ON期间的上述同步整流用开关的成对的主端子之间的电压(Vds)中减去规定的电平移动电压(Vz)后的值(Vds-Vz)与上述输出电压(Vo)之比((Vds-Vz)/Vo)。
又，上述第1电流源是在上述主开关的ON期间向上述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，上述第2电流源是在上述主开头的OFF期间，流过用以使上述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，上述第1电流(I1)与上述第2电流(I2)之比(I1/I2)最好等于在上述主开关的ON期间的上述电感单元的成对的端子间的电压(V2)与上述输出电压(Vo)之比(V2/Vo)。
又，上述第1电流源是在上述主开关的ON期间向上述同步整流期间确定用电容器与上述第2电流源的组合供给第1电流(I1)的电流源，上述第2电流源是在上述主开关的ON期间和OFF期间的两个期间流过用以使上述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，从上述第1电流(I1)减去上述第2电流(I2)后的值(I1-I2)与上述第2电流(I2)之比{(I1-I2)/I2}，最好等于在上述主开关的ON期间从上述同步整流用开关的成对的主端子间的电压(Vds)减去上述成对的直流电压输出端子间的输出电压(Vo)后的值(Vds-Vo)与上述输出电压(Vo)之比{(Vds-Vo)/Vo}。
又，最好上述第1电流源是第1电流反射镜电路，上述第2电流源是上述第2电流反射镜电路。
又，上述第1电流源最好由下列元件构成，这些元件是具有连接在上述同步整流用开关的一方的主端子上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在上述第1晶体管的发射极上的发射极和连接在上述第1晶体管的基极上的基极、集电极的第2晶体管；以及连接在上述第2晶体管的集电极与上述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻。
又，上述第1电流源最好由下列元件构成，这些元件是具有连接在上述同步整流用开关的一主端子上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在上述第1晶体管的发射极上的发射极与连接在上述第1晶体管的基极上的基极、集电极的第2晶体管；连接在上述第2晶体管的集电极与上述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻；连接在上述同步整流用开关的一主端子与上述第1晶体管的发射极之间、具有与上述输出电压(Vo)相同的齐纳电压的齐纳二极管。
又，上述第1电流源最好由下列元件构成，这些元件是具有连接在上述同步整流用开关的一主端子上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在上述第1晶体管的发射极上的发射极与分别连接在上述第1晶体管的基极上的基极、集电极的第2晶体管；以及具有连接在上述第2晶体管的集电极上的一端与连接在上述成对的直流电压输出端子的一方的另一端的第1集电极电阻。
又，上述第2电流源最好由下列元件构成，这些元件是具有连接在上述平滑电容器的一端上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第3晶体管；具有连接在上述平滑电容器的一端上的发射极与分别连接在上述第3晶体管的基极上的基极、集电极的第4晶体管；以及连接在上述平滑电容器的另一端与上述第4晶体管的集电极之间的第2集电极电阻。
又，上述放电禁止单元最好由下列元件构成，这些元件是连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端与上述第3晶体管的集电极之间的选择放电用二极管；连接在上述同步整流用开关的一主端子与上述第3晶体管的集电极之间的偏置用二极管。
又，上述放电禁止单元最好由下列部件构成，它们是并联连接在上述第4晶体管上的放电阻止用开关；以及在上述主开关的ON期间，将上述放电阻止用开关进行ON控制的放电阻止控制电路。
又，上述第1电流源由下列元件构成，它们是具有连接在上述同步整流用开关的一主端子上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在上述第1晶体管的发射极上的发射极与连接在上述第1晶体管的基极上的基极、集电极第2晶体管；以及连接在上述第2晶体管的集电极与上述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻。上述第2电流源最好由下列元件构成，它们是具有连接在上述平滑电容器的一端上的发射极与连接在上述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第3晶体管；具有连接在上述平滑电容器的一端上的发射极与分别连接在上述第3晶体管的基极上的基极、集电极的第4晶体管；连接在上述平滑电容器的另一端与上述第4晶体管的集电极之间的第2集电极电阻。
又，最好还设有并联连接在上述同步整流期间确定用电容器上的放电调整用电阻。
又，上述导通容许期间检测单元最好是检测上述同步整流用开关的1对主端子间的电压的单元。
又，上述比较及脉冲形成电路最好由下列部件构成，它们是作为上述规定电压值提供规定的基准电压的基准电源；具有连接在上述同步整流期间确定用电容器上的第1输入端子与连接在上述基准电压源上的第2输入端子的比较器；以及逻辑电路，其中有连接在上述导通容许期间检测单元上的第1输入端子与连接在上述比较器上的第2输入端子，在上述导通容许期间检测单元的输出表示上述主开关的OFF、且在从上述比较器得到表示上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述基准电压高的输出时，向上述同步整流用开关供给ON控制脉冲。
又，上述比较及脉冲形成电路最好由第1逻辑电路和第2逻辑电路构成，前者具有作为上述规定基准值起作用的门限值，且在上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述门限值高时发生第1电平的输出，在上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述门限值低时发生第2电平的输出；后者具有连接在上述导通容许期间检测单元上的第1输入端子与连接在上述第1逻辑电路上的第2输入端子，在上述导通容许期间检测单元的输出表示上述主开关的OFF且同时上述第1逻辑电路发生上述第1电平的输出时，向上述同步整流用开关供给ON控制脉冲。
又，上述同步整流控制电路最好由半导体集成电路构成。
又，上述同步整流用开关和上述整流二极管及上述同步整流控制电路最好收容在同一包围壳体内。
本申请的另一发明是设有下列部分的开关电源装置，这些部分是供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；用以向上述电感单元断续性地供给电压的上述直流电压输入单元；设有连接在上述电感单元之间的、断续上述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在上述主开关的控制端子上的、具有将上述主开关进行ON/OFF控制的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在上述成对的直流电压输出端子间的平滑电容器；相对于上述电感单元和平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在上述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；以及连接在上述同步整流用开关的控制端子上的同步整流控制电路，上述同步整流控制电路是涉及以设有以下部分为特征的开关电源装置，这些部分是用以确定上述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在上述同步整流期间确定用电容器上、具有在上述主开关的ON期间对上述同步整流期间确定用电容器充电的功能的充电电路；连接在上述同步整流期间确定用电容器上、具有流过上述同步整流期间确定用电容器的放电电流的功能的放电电路；连接在得到表示上述主开关的ON/OFF状态的信号的部位上、具有检测上述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；连接在上述同步整流期间确定用电容器、上述导通容许期间检测单元及上述同步整流用开关的控制端子上，具有判定上述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定基准值高的功能，以及与上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述规定基准值高的同时，在上述导通容许期间的时刻，形成上述同步整流用开关的ON控制脉冲，并供给到上述同步整流用开关的控制端子上的功能的比较及脉冲形成电路；并联连接在上述同步整流期间确定用电容器上的强制放电用开关；以及同步于上述同步整流用开关的ON控制结束时刻或上述主开关的ON控制开始时刻、仅在规定时间将强制放电用开关进行ON控制的控制电路。
本申请的再一个发明是以设有下列部分为特征的开关电源装置，这些部分是供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；连接在用以向上述电感单元断续性地供给电压的上述直流电压输入单元与上述电感单元之间、设有断续上述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在上述主开关的控制端子上、具有ON/OFF控制上述主开关的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在上述成对的直流电压输出端子间的平滑电容器；相对于上述电感单元和平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在上述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；用以确定上述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在上述同步整流期间确定用电容器上、具有在上述主开关的ON期间对上述同步整流期间确定用电容器充电的功能的充电电路；连接在上述同步整流期间确定用电容器上、具有流过上述同步整流期间确定用电容器的放电电流的功能的放电电路；连接在得到表示上述主开关的ON/OFF状态的信号的部位、具有检测上述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；以及比较及脉冲形成电路，连接在上述同步整流期间确定用电容器、上述导通容许期间检测单元及上述同步整流用开关的控制端子上，具有判定上述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定基准值高的功能，以及与上述同步整流期间确定用电容器的电压比上述规定基准值高的同时，在上述导通容许期间形成上述同步整流用开关的ON控制脉冲，并供给到上述同步整流用开关的控制端子上的功能，以及判定连接在上述成对的直流电压输出端子间的负载负载是否比设定得低于额定负载的负载电平更低的功能，和在上述负载比上述规定负载电平更低时，禁止上述同步整流用开关的ON控制的功能。
发明的效果本申请书的发明由于设有用以确定上述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在上述同步整流期间确定用电容器上，且具有对上述同步整流期间确定用电容器在上述主开关的ON期间供给对应于上述电感单元的电压的值的充电电流的功能的第1电流源；连接在上述同步整流期间确定用电容器上，且具有流过对应于上述直流输出电压的值的放电电流的功能的第2电流源，并用它们来确定上述同步整流用开关的ON期间，可以容易且正确地设定由主开关的ON/OFF而产生的电感单元的能量积蓄时间与放出时间之比，和上述同步整流期间确定用电容器的充电时间与放电时间之比的对应关系，可以设定同步整流用开关的理想的ON期间。即，使同步整流用开关的ON期间与电感单元的能量放出期间大体一致，可以最大限度地得到由同步整流而产生的效率提高的效果，且可以抑制由同步整流用开关和主开关同时变成ON状态而引起的噪声发生、电路的破坏等的弊病。
又，依据本发明的优选实施例，可以容易地进行以同步整流期间确定用电容器的最佳条件的充电及放电。
又，依据本发明的另一优选实施例，可以容易地进行以同步整流期间确定用电容器的最佳条件的充电。
又，依据本发明的又一优选实施例，可以容易且正确地流过同步整流期间确定用电容器的理想的放电电流。
又，依据本发明的再一优选实施例，可以容易地实现在主开关ON期间的同步整流期间确定用电容器的放电禁止。
又，依据本发明的再一优选实施例，可以容易地检测同步整流用开关的导通容许期间。
又，依据本发明的再一优选实施例，可以简单地构成比较及脉冲形成电路。
又，依据本发明的再一优选实施例，由于同步整流控制电路不包含特别的调整电路，可以容易达成半导体集成化。
又，依据本发明的再一优选实施例，通过同步整流控制电路的集成化，可以减少同步整流电路的部件数，并可以使构成同步整流控制电路的多个电路元件(例如晶体管)的特性一致。
又，依据本发明的再一优选实施例，通过同步整流控制电路和同步整流用开关及整流二极管的一体化，可以减少同步整流电路的部件数。
又，依据本申请的另一发明，那个可靠实现同步整流期间确定用电容器的放电，可以使同步整流期间确定用电容器的电压与主开关的ON期间良好地对应。
又，依据本申请的又一发明，由于在轻负载时不驱动同步整流用开关，没有由同步整流用开关的驱动而产生的电力损失，可提高轻负载时的效率。
[图1]是表示本发明实施例1的开关电源装置的电路图。
是详细表示图1的变压器的2次侧的电路。
是表示图1的各部分状态的波形图。
是与图2一样表示本发明实施例2的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例3的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例4的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例5的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例6的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图3一样表示实施例6的开关电源装置的各部分状态的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例7的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例8的开关电源装置的一部分的电路图。
是与图2一样表示本发明实施例9的开关电源装置的一部分的电路图。
是表示本发明实施例10的开关电源装置的电路图。
是表示变形例的比较及脉冲形成电路的电路图。
是表示另一变形例的比较及脉冲形成电路的电路图。
是表示又一变形例的比较及脉冲形成电路的电路图。
标记说明 1直流电源2变压器
3、3a～3h同步整流电路4a、4b直流输出端子5开关控制电路7～7g同步整流控制电路8同步整流用开关9第1电流源10第2电流源11开关12脉冲形成电路13导电容许期间检测单元14比较及脉冲形成电路15分压电阻16分压电阻20比较器21基准电压源22NOR电路Q1主开关Q2同步整流元件
具体实施例方式下面，参照图1～图16说明本发明的实施例。
实施例1 由示于图1的本发明实施例1的回扫型DC-DC变换器构成的开关电源装置包括作为连接在直流电源1上的直流电压输入单元的成对的直流电源端子1a、1b；作为电感单元的变压器2；作为断续电压供给单元的主开关Q1；同步整流电路3；平滑电容器Co；连接负载4的成对的直流输出端子4a、4b；开关控制电路5。
直流电源1由连接在商用交流电源上的整流平滑电路或电池等构成，向成对的直流电源端子1a、1b供给直流输入电压Vin。
作为电感单元的变压器2由分别卷绕在磁芯6上，且相互电磁耦合的1次绕组N1和2次绕组N2构成。在本实施例中，如用黑圆点所示，1次绕组及2次绕组N1、N2具有彼此相反的极性。变压器2有用以形成开关控制电路5的电源电路的3次绕组，图示省略。1次绕组N1通过主开关Q1连接在成对的直流电源端子1a、1b之间。1次绕组N1具有第1匝数Np，并具有电感Lp。2次绕组N2具有第2匝数Ns，并具有电感Ls。2次绕组N2的一端连接在作为平滑电容器Co的一端及一个直流输出端子4a上，另一端通过同步整流电路3连接到平滑电容器Co的另一端及另一个直流输出端子4b上。
作为断续电压供给单元的主开关Q1由绝缘栅型场效应晶体管构成。但是，可以将主开关Q1换成双极型晶体管、IGBT(绝缘栅双极晶体管)等其他的半导体开关。作为主开关Q1的第1主端子的漏极连接在1次绕组N1上，作为第2主端子的源极连接在接地侧的直流电源端子1b上。因而，主开关Q1断续直流输入电压，并断续性地向变压器2供给电压。
同步整流电路3大致由绝缘栅型场效应晶体管构成的同步整流元件Q2和半导体集成电路构成的同步整流控制电路7构成。同步整流元件Q2和同步整流控制电路7收容在同一包围壳体即封装内。再者，也可以将同步整流元件Q2和同步整流控制电路7做成同样的半导体集成电路。
同步整流元件Q2由同步整流用开关8和并联连接在它上面的二极管Do构成。同步整流用开关8是绝缘栅型场效应晶体管(FET)的主体部，具有作为一主端子的漏电极和作为另一主端子的源电极以及作为控制端子的栅极，串联连接在2次绕组N2和负侧的直流输出端子4b之间的线路上。二极管Do是由绝缘栅场效应晶体管构成的同步整流元件Q2的寄生二极管，即主体二极管，形成在与同步整流用开关8同样的硅等的半导体基板内。也可以将该二极管Do作为与FET构成的同步整流用开关8分开而单独构成的二极管。另外，同步整流元件Q2或同步整流用开关8也可采用双极型晶体管、IGBT等的其他半导体开关。在同步整流元件Q2用硅半导体构成的情况下，同步整流用开关8的ON时电压降是例如约0.2V，二极管Do的ON时电压降是比同步整流用开关8更高的例如0.8V。因而，如果将同步整流用开关8置于ON状态来整流2次绕组N2的电压，则比起仅是二极管Do的情况来，电压降及电力损失减小。
同步整流控制电路7是用以将同步整流元件Q2的同步整流用开关8进行ON控制的电路，由同步整流期间确定用电容器C1(以下只称为C1)和作为充电电路的第1电流源9、作为放电电路的第2电流源10、作为放电禁止单元的开关11和脉冲形成电路12构成。
概略表示的第1电流源9连接在2次绕组N2的另一端，即同步整流元件Q2的漏极与电容器C1的一端之间，第2电流源10通过作为放电禁止单元的开关11并联连接在电容器C1上。电容器C1的另一端连接在接地侧的直流输出端子4b上。在本实施例中，设定第1及第2电流源9、10的第1及第2的电流I1、I2的值，使电容器C1的放电时间Td′与变压器2的积蓄能量的放出时间Td相等或大致相等。通过从第1电流源9供给电容器C1的充电电流并按照第2电流源10来流过放电电流，可容易且正确地使上述放电时间Td′与上述放出时间Td做到相同。如果使得同步整流用开关8的ON控制与电容器C1的放电时间Td′大体一致，则就能够使同步整流用开关8与变压器2的能量放出时间Td大体一致地进行ON动作，可以最大限度地获得将由同步整流用开关8产生的电力损失降低的效果。
在构成仅在主开关Q1的OFF期间Toff，使电容器C1的放电路径的开关11置于ON的情况下，为了使放电时间Td′与放出时间Td相等，最好能设定第1及第2电流I1、I2，使其有下式的关系。
I1＝{(NsVin)/(NpVo)}I2＝(V2/Vo)I2...(1)式式中，V2表示作为电感单元的变压器2的2次绕组N2的电压。
如果假定开关11经常处于ON状态，则为了使放电时间Td′与放出时间Td一致，将第1及第2电流I1、I2如下式所示设定。
I1＝{(NsVin+NpVo)/NpVo}I2...(2)式开关11经常处于ON状态时的动作的详情将参照图10后述。
下面说明上述(1)式成立是理想状态。
在主开关Q1的ON期间Ton的变压器2的积蓄能量Ws可用下式表示。
Ws＝(Vin2/2Lp)Ton2...(3)式在主开关的OFF期间的积蓄能量Ws的放出时间Td可用下式表示。
Td＝{(NsVin)/(NpVo)}Ton ...(4)式 电容器C1的充电时间与主开关Q1的ON期间Ton相同。电容器C1的放电时间Td′可用下式表示。
Td′＝(Vc1×C)/I2...(5)式当开关11仅在主开关Q1的OFF期间Toff成为ON的场合，由于第1电流I1的全部变为电容器C1的充电电流，电容器C1的电压Vc1可用Vc1＝(I1×Ton/C)表示。若将表示Vc1的式代入上述Td′的式中，则得到下式。
Td′＝(I1/I2)Ton ...(6)式 由于理想状况是变压器2的能量积蓄时间，即主开关Q1的ON时间Ton与变压器2的能量放出时间Td之比Ton/Td与电容器的充电时间Ton与放电时间Td′之比Ton/Td′相等，最好下式成立。
Ton/[{(NsVin)/(NpVo}Ton]＝Ton/{(I1/I2)Ton} ...(7)式如果将该(7)式整理成表示第1电流I1的式，则可得到与上述(1)式相同的下式。
I1＝{(NsVin)/(NpVo)}I2 ...(8)式另外，可以将第1电流I1与第2电流I2之比用下式表示。
I1/I2＝{(NsVin)/(NpVo)}＝V2/Vo......(9)式因而，如果设定第1电流I1和第2电流I2，使如(8)式或(9)式所示，则可得到理想的同步整流期间。
在与(1)式相同的(8)式中，1次及2次绕组N1、N2的匝数是固定的，且如果假定输入电压Vin和输出电压Vo是固定的，则若将第1及第2电流I1、I2之比I1/I2设定成(NsVin)/(NpVo)，则可以得到理想的同步整流期间。由于第1及第2电流I1、I2从恒流源构成的第1及第2的电流源9、10来供给，可以容易且正确地得到所想要的同步整流期间。第1及第2电流源9、10的详情将后述。
图1的脉冲形成电路12大体上由导通容许期间检测单元13和比较及脉冲形成电路14构成，形成用以驱动同步整流用开关8的脉冲。
导通容许期间检测单元13是检测容许同步整流用开关8的导通的期间的单元，在图1的实施例中由以下两部分构成，即为了检测表示主开关Q1的OFF期间的信号，通过导体18、19连接在同步整流元件Q2的漏极·源极间的第1及第2分压电阻15、16的串联电路和用以得到分压输出的分压导体17。因而，在连接在第1及第2的分压电阻15、16的相互连接点上的分压导体17上，可以得到正比于同步整流元件Q2的漏极·源极间电压的电压。由于同步整流元件Q2的漏极·源极间电压随主开关Q1的ON/OFF而变化，因而也可以将导通容许期间检测单元13称为主开关Q1的ON/OFF检测单元。
在主开关Q1的ON期间，2次绕组N2的电压与平滑电容器Co的电压之和的电压被加在同步整流元件Q2上，该电压由第1及第2电压分压用电阻15、16分割，分压导体17变成高电平电位。另一方面，在主开关Q1的OFF期间，由于同步整流元件Q2是导通状态，漏极·源极间电压变低，分压导体17变成低电平。于是，在分压导体17上，可以得到具有对应于主开关Q1的ON期间和OFF期间变化的电位的开关状态信号。分压导体17的开关状态信号表示整流用开关8的导通容许期间。
比较及脉冲形成电路14是也可称为比较及导通期间确定电路的电路。连接在同步整流期间确定用电容器C1和导通容许期间检测单元13以及同步整流用开关8的控制端子上。这个比较及脉冲形成电路14具有以下两种功能，一是判定同步整流期间确定用电容器C1的电压Vc1是否比规定基准值(基准电压Vr)更高的功能，二是在同步整流期间确定用电容器C1的电压Vc1比规定基准电压高的同时，在导通容许期间的时间内形成同步整流用开关8的ON控制脉冲并供给到同步整流用开关8的控制端子上的功能。图1的比较及脉冲形成电路14由比较器20和基准电压源21及“或非”电路，即NOR电路22构成。比较器20的一输入端子连接在电容器C1的一端上，另一输入端子连接在基准电压源21上。基准电压源21提供电容器C1的最低电压(接地)或比它稍高的基准电压值Vr。这个基准电压值Vr最好在额定负载时的电容器C1的电压Vc1的最大值的0～20％的范围。比较器20比较电容器C1的电压Vc1和基准电压Vr，如图3(E)所示，在电容器C1的电压Vc1比基准电压值Vr更低的期间t2～t4，发生如图3(F)所示的高电平的输出V20。同步整流用开关8的ON期间，作为电感单元的变压器2的能量放出时间Td优选80～100％，更优选90～100％。
NOR电路22确定同步整流用开关的ON期间，是用以形成对应于ON期间的脉冲的电路，其一个输入端子连接在比较器20上，另一输入端子连接在分压导体17上。仅在2个输入端子同时处于低电平(逻辑0)时，NOR电路22输出高电平(逻辑1)。因而，如图3的t1～t2期间所示，如果在主开关Q1的OFF期间Toff中，同时比较器20的输出V20在低电平时，NOR电路22的输出V22变成如图3(G)所示的高电平，同步整流用开关8被ON控制。
再者，比较器20及NOR电路22连接在用以驱动各电路的众所周知的直流电源上，图示省略。另外，NOR电路22是作为包含众所周知的驱动电路的电路表示的。当然，也可以独立设置众所周知的驱动电路，将该驱动电路连接在NOR电路22与同步整流元件Q2的栅极之间。
作为图1的充电电路的第1电流源9具有在主开关Q1的ON期间，对电容器C1供给对应于直流输入电压Vin的值，即对应于作为电感单元的变压器2的2次绕组N2的电压V2的值的充电电流的功能。这个第1电流源9是可称为电流反射镜电路的电路，如图2详示，由pnp型的第1及第2晶体管Q11、Q12和第1集电极电阻R1和逆向电流阻止用的第1及第2的二极管D1、D2以及作为电压源的齐纳二极管23构成。第1晶体管Q11的发射极通过第1二极管D1和齐纳二极管23及导体18连接在同步整流元件Q2的漏极(第1主端子)上。第1晶体管Q11的集电极通过第2二极管D2连接至电容器C1的一端。第2晶体管Q12的发射极连接在用以形成电流反射镜电路的第1晶体管Q11的发射极上。第2晶体管Q12的集电极通过第1集电极电阻R1和导体19连接在同步整流元件Q2的源极电极(第2主端子)上。第1及第2的晶体管Q11、Q12的基极相互连接且连接在第2晶体管Q12的集电极上。齐纳二极管23，为使(8)式成立，具有使第1电流I1正比于输入电压Vin的功能，并具有与平滑电容器Co的输出电压Vo相同的齐纳电压Vz。该齐纳二极管23的齐纳电压Vz作为规定的电平移动电压起作用，在第1二极管D1与导体19之间加有从同步整流元件Q2的漏极·源极间电压Vds＝V2+Vo中减去齐纳电压Vz后的值的电压。在主开关Q1的ON期间，在第1集电极电阻R1上加有从2次绕组N2的电压V2与输出电压Vo的相加值中减去齐纳二极管23的电压Vz和第1二极管D1的正向电压VF以及第2晶体管Q12的集电极·发射极间电压VCE后的电压，即V2+Vo-Vz-VF-VCE。这里，如果设定Vz＝Vo，则第1集电极电阻R1的电压成为V2-VF-VCE。由于VF、VCE比起V2来是极小的值，如果忽略它，则第1电阻R1的电压成为V2，流过这里的电流变为V2/R1。2次绕组N2的电压V2是V2＝Vin(Ns/Np)，由于正比于输入电压Vin，因而，流过第1集电极电阻R1的电流正比于输入电压Vin。由于第1及第2晶体管Q11、Q12构成电流反射镜电路，流过第1晶体管Q11的集电极的第1电流I1与流过第1集电极电阻R1的电流相等，可用下式表示。
I1＝V2/R1＝Vin(Ns/Np)/R1 ...(10)式因而，第1电流I1具有正比于输入电压Vin的值。
如果在没有设置作为电压源的齐纳二极管23时，在主开关Q1的ON期间，外加在第1集电极电阻上的电压成为V2+Vo-VF-VCE可用下式表示流过第1集电极电阻R1的电流及流过第1晶体管Q11的集电极的第1电流I1。
I1＝(V2+Vo-VF-VCE)/R1 ...(11)式式中，由于VF及VCE比起V2充分小，如果忽略它们，则下式成立。
I1＝(V2+Vo)/R1由于与设置齐纳二极管23的情况相比这个第1电流的值包含Vo，在设定I1/I2时，必须考虑Vo。但是，即使在省略齐纳二极管23的情况下，设定I1/I2也是可能的。因而，要求电路构成的简化时，可以省略齐纳二极管23。
作为放电电路的第2电流源10连接在电容器C1上、具有流过对应于成对的直流输出端子4a、4b的直流输出电压Vo的值的放电电流的功能。这个第2电流源10可称为第2电流反射镜电路，由npn型的第3及第4晶体管Q13、Q14和第2电阻R2构成。第3晶体管Q13的集电极通过具有与图1的开关11相同功能的选择放电用二极管11a连接在电容器C1的一端。第3晶体管Q13的发射极通过导体19连接在同步整流元件Q2的源极及负侧的直流输出端子4b上。第4晶体管Q14的集电极通过第2集电极电阻R2连接在正侧的直流输出端子4a上。第4晶体管Q14的发射极通过导体19连接在同步整流元件Q2的源极电极及负侧的直流输出端子4b上。第3及第4的晶体管Q13、Q14的基极互相连接，并连接在第4晶体管Q14的集电极上。
为了得到与作为在主开关Q1的ON期间，禁止图1的电容器C1的放电的单元的图1的开关11同样的功能，图2中设有选择放电用二极管11a和偏置用二极管11b。偏置用二极管11b是用以仅在主开关Q1的OFF期间将选择放电用二极管11a置于ON状态的二极管，其阳极通过导体18连接在同步整流元件Q2的漏电极上，阴极连接在选择放电用二极管11a的阴极上。在主开关Q1的ON期间，用输出电压Vo和2次绕组N2的电压V2之和将偏置用二极管11b正向偏置，选择放电用二极管11a的阴极电位成为比电容器C1的电压Vc1高的V2+Vo-VF。选择放电用二极管11a构成逆向偏置状态，不流过放电电流。再者，上述VF是偏置用二极管11b的正向电压。
在第2电流源10的第2集电极电阻R2上加有从输出电压Vo中扣除第4晶体管Q14的集电极·发射极间电压VCE后的电压Vo-VCE，在这个第2集电极电阻R2中流过满足(Vo-VCE)/R2的电流。由于第4晶体管Q14的集电极·发射极间电压VCE比起输出电压Vo是极小的值而可忽略，在第2集电极电阻R2中流过Vo/R2的电流。由于第3及第4的晶体管Q13、Q14构成电流反射镜电路，流向第3晶体管Q13的集电极的第2电流I2成为与第4晶体管Q14的集电极电流相等。因而，可以将第2电流I2用I2＝Vo/R2表示，电容器C1的放电电流正比于输出电压Vo流动。
当在第1电流源中设置齐纳二极管23时，忽略VF、VCE，可概略地用下式表示第1及第2电流I1、I2之比I1/I2。
I1/I2＝{Vin(Ns/Np)/R1}/(Vo/R2)＝(Ns/Np)×(R2/R1)×(Vin/Vo)＝{(NsVin)/(NpVo)}(R2/R1)
＝(V2/Vo)(R2/R1)...(12)式在上述(12)式中，如果设定R1＝R2，则(12)式与前述的(9)式相同，可以容易且正确地得到理想的同步整流期间。
在没有设置齐纳二极管23的情况下，若忽略VF、VCE，则第1电流I1可以按前述的(11)式用下式表示。
I1＝(V2+Vo)/R1＝[{(Ns/Np)Vin}+Vo]/R1＝Vds/R1＝(V2+Vo)/R1另一方面，如前所述，主开关Q1的ON时间Ton与变压器2的能量放出时间Td之比Ton/Td和电容器C1的充电时间Ton与放电时间Td′之比Ton/Td′相等，即是Ton/Td＝Ton/Td′是理想的。按照与前述的(7)～(12)式同样的方法，若求出用以满足Ton/Td＝Ton/Td′的R1和R2的关系，则得到下式。
R1＝[1+{(NsVin)/(NpVo)}]R2...(13)式在不设置齐纳二极管23的情况下，如果输入电压Vin、输出电压Vo是恒定的，由于可以将Vin及Vo看作常数，则可以容易地设定第1及第2的集电极电阻R1、R2的理想比值。
下面，说明图1的开关控制电路5。该开关控制电路5具有反馈信号形成电路5a和锯齿波发生器5b及比较器5c，是用众所周知的方法形成用于主开关Q1的PWM(脉宽调制)控制信号Vg的电路。反馈信号形成电路5a用线路24、25连接到直流输出端子4a、4b上，形成用以将输出电压Vo保持在期望值的反馈控制信号。反馈控制信号是表示成对的直流输出端子4a、4b间的电压的信号，在本实施例中，是正比于直流输出端子4a、4b间的输出电压Vo的电压信号。当然，作为反馈信号，也可以将反比于输出电压Vo的电压作为反馈信号。
作为载波发生器的锯齿波发生器5b用例如20～100Hz高的重复频率发生锯齿波。也可以将这个锯齿波发生器5b置换成三角形波发生器。比较器5c的负输入端子连接至反馈信号形成电路5a，正输入端子连接至锯齿波发生器5b。因而，锯齿波比反馈信号高时，从比较器5c发生高电平脉冲。比较器5c的输出线26连接到主开关Q1的控制端子，即栅极上。再者，由PWM脉冲构成的控制信号Vg外加在主开关Q1的栅极和源极之间。因而，在图1中，省略了比较器5c与主开关Q1的源极的连接。图3(A)表示由从开关控制电路5输出的PWM脉冲构成的控制信号Vg。主开关Q1在图3(A)的控制信号Vg的高电平期间变成ON，在低电平期间变成OFF。
在图1中，开关控制电路5连接在直流输出端子4a、4b上，但也可代之以连接在变压器2的图中省略的3次绕组等上面。总之，反馈信号形成电路5a的连接部位也可是表示正比于直流输出端子4a、4b的输出电压的部分的任何地方。另外反馈信号形成电路5a中可以包含众所周知的光耦合传送路径。
下面，参照图3，说明图1的开关电源装置的工作。在图1的主开关Q1的ON期间，在1次绕组N1上外加直流电源1的电压，在1次绕组N1及主开关Q1上流过图3(C)所示的电流Id。这时，由于同步整流元件Q2的同步整流用开关8及二极管Do是非导通，在变压器2上积蓄能量。假定平滑电容器Co已经充电，则在示于图3的例中的t3～t5的主开关Q1的ON期间Ton，按照具有相当于2次绕组N2的电压V2和平滑电容器Co的输出电压Vo之和的电压的值的示于图3的同步整流元件Q2的成对的主端子间电压Vds给电容器C1充电，如图3(E)所示，电容器C1的电压Vc1倾斜地增大。如已经说明的示于图2的情况，在设有齐纳二极管23的情况下，用具有正比于V2+Vo-Vz的值的第1电流I1给电容器C1充电，在未设置齐纳二极管23的情况下，用具有正比于V2+Vo的值的第1电流I1给电容器C1充电。一旦电容器C1的电压Vc1在图3的t4时刻横穿基准电压值Vr，则比较器20的输出如图3(F)所示，从高电平转换至低电平。
一旦主开关Q1在图3的t5时刻断开，就发生变压器2的积蓄能量的放出，在2次绕组N2上感应出与ON时相反方向的电压，在由2次绕组N2和平滑电容器Co及同步整流元件Q2构成的路径流过图3(D)所示的电流Is。由于同步整流元件Q2包含二极管Do，可以不受于同步整流开关8的ON·OFF的约束而流过电流Is。在该主开关Q1的OFF期间Toff，同步整流元件Q2的两端间电压，即漏·源极间电压Vds成为零或接近于零的低值。因而，NOR电路22的两个输入成为低电平，NOR电路22的输出V22变成如图3(G)所示的高电平，在同步整流元件Q2的控制端子G(栅极)与源极S之间加高电平信号，同步整流用开关8变成ON。于是，从同步整流元件Q2的源极S向漏极D流过电流Is。
在主开关Q1的OFF期间，由于上述同步整流元件Q2的两端间电压处于零或低值，电容器C1的充电电流的供给停止，电容器C1的电荷通过第2电流源10进行具有规定的放电时间常数的放电，电容器C1的电压Vc1如图3(E)的t1～t2′及t5～t6′所示，具有倾斜地下降。电容器C1的电压Vc1如t2及t6所示横穿基准电压Vr时，比较器20的输出从低电平转换成高电平，于是，NOR电路22的输出V22从高电平转换成低电平，同步整流用开关8的ON控制结束。即使同步整流用开关8的ON控制结束，电流Is也通过二极管Do流动。由于电流Is流过二极管Do的时间极短且其电流值小，不会破坏二极管Do。
本实施例具有以下效果(1)由于用具有恒流化特性的第1及第2电流源9、10给电容器C1充电并使其放电，可以容易且正确地设定由主开关Q1的ON·OFF而产生的变压器2的能量的积蓄时间与放出时间之比同电容器C1的充电时间与放电时间之比的对应关系，可以设定同步整流用开关8的理想的ON期间。亦即使同步整流用开关8的ON期间与变压器2的能量放出期间大体一致，可以最大限度地得到由同步整流而产生的效率提高的效果。且可以抑制由同步整流用开关8与主开关Q1同时成为ON状态而引起的发生噪声、损坏电路等的弊病。
(2)在图2的电路中，由于第1及第2电流源9、10是电流反射镜电路，可以容易且正确地将第1及第2电流I1、I2设定至所想要的比率。
(3)在图2的电路中，由于设置了具有与输出电压Vo相同的电压Vz的齐纳二极管23，在输出电压Vo恒定的情况下将第1及第2的集电极电阻R1、R2的值取为相等，可以设定同步整流周开关8的理想的ON期间。
(4)在图2的电路中，由于将选择放电用二极管11a和偏置用二极管11b作为在主开关Q1的ON期间禁止电容器C1放电的单元起作用，可以容易实现在主开关Q1的ON期间的电容器C1的放电禁止。
(5)在图2的电路中，由于设置二极管D1、D2，可以禁止电容器C1的不需要的放电。
(6)由于同步整流控制电路7不含特别的调整电路，可以容易实现同步整流控制电路7的半导体集成化。
(7)由于同步整流控制电路7已被半导体集成化，同步整流控制电路7的部件数变成1个，可以实现成本的降低。另外，由于在同一个半导体基板上形成构成电流反射镜电路的第1及第2晶体管Q11、Q12，可以容易地使这些特性一致，可以正确地流过所要求的电流。同样，由于在同一个半导体基板上形成构成电流反射镜电路的第3及第4的晶体管Q13、Q14，可以容易地使这些特性一致，可以正确地流过所要求的电流。
(8)由于同步整流控制电路7和同步整流元件Q2收容在同一个包围壳体即封装内，同步整流电路3变成一个部件，可以抑制部件件数及成本的增大。
(9)由于使用NOR电路22来确定同步整流用开关8的ON期间，能够可靠防止同步整流用开关8在不需要期间的成为ON状态。
实施例2 下面，按照图4所示的实施例2说明开关电源装置。但是，对于图4及后述的图5～图16与图1和图2实质上相同的部分带有相同的标记，省略其说明。另外，在对于图4～图16的说明中参照图1及图3。
图4的开关电流装置，除了具有经变形的同步整流电路3a以外，与图1及图2同样形成。另外，图4的经变形的同步整流电路3a除了经变形的同步整流控制电路7a以外，与图2同样形成。
图4的同步整流控制电路7a，除了经变形的第1电流源9a以外，与图2同样形成。在图4的第1电流源9a中的第1集电极电阻连接在第2晶体管Q12的集电极与2次绕组N2的一端之间。图4的第1电流源9a除了省略齐纳二极管23且第1集电极电阻R1的连接部位变更这一点之外，与图2同样形成。这个经变形的电流源9a具有与输出电压Vo的变化无关地给电容器C1最佳地充电的功能。即图2的齐纳二极管23的电压Vz是固定的，不会追随输出电压Vo的变化而变化。因而，在图2的电路中，在输出电压Vo变化后，不能对电容器C1供给最佳的充电电流。与此形成对照，图4的第1电流源9a能够与输出电压Vo的变化无关地向电容器C1供给最佳的充电电流。
下面，详细说明图4的第1电流源9a能够与输出电压Vo的变化无关地向电容器C1供给最佳的充电电流的情况。在第1集电极电阻R1上，通过第1二极管D1和第2晶体管Q12施加2次绕组N2的电压V2。因而，可以将流向第1集电极电阻R1的电流用(V2-VF-VCE)/R1表示。由于第1及第2晶体管Q11、Q12构成电流反射镜电路，流向第1晶体管Q11的集电极的电流I1与流向第1集电极电阻R1的电流相等，可用下式表示。
I1＝(V2-VF-VCE)/R1＝{Vin(Ns/Np)-VF-VCE}/R1
由于第1二极管D1的正向电压VF及第2晶体管Q12的集电极发射极间电压VCE比起2次绕组N2的电压V2足够小而忽略，第1电流I1可用下式表示。
I1＝V2/R1＝Vin(Ns/Np)/R1...(14)式该(14)式与前述的(10)式相同，具有与输出电压Vo无关的值。因而，依据图4的实施例2，可以得到与输出电压Vo的变化无关的最佳同步整流期间。另外，由于不使用齐纳二极管23，可以降低这一部分的成本。再者，在图4的实施例2中也通过将第1及第2电阻R1、R2的值设定成相等，即R1＝R2，得到第1及第2电流I1、I2的理想关系I1/I2＝V2/Vo另外，由于图4的实施例2的第2电流源10、选择放电用二极管11a、偏置用二极管11b、以及脉冲形成电路12与图2的实施例1的这些部分同样地构成，基于这些原因，能够得到与实施例1同样的效果。
实施例3 示于图5的实施例3的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3b以外，与图1、图2及图4同样构成。另外，图5的同步整流电路3b除了经变形的同步整流控制电路7b以外，与图4同样形成。
图5的同步整流控制电路7b省略图4的选择放电用二极管11a和偏置用二极管11b，代之以设置作为放电禁止单元的2个分压电阻31、32和比较器33、基准电压源34以及放电控制用开关Q5，除此以外，与图4同样形成。
图5中的第3晶体管Q13相对于电容器C1直接并联连接。由用以仅在主开关Q1的OFF期间将第3及第4晶体管Q13、Q14置于ON的FET构成的放电控制开关Q5并联连接在第4晶体管Q14上。主开Q1的ON期间判定用的比较器33的正输入端子连接在2个分压用电阻31、32的分压点上，负输入端子连接在基准电压源34上。分压用电阻31、32的串联电路通过导体18、19连接在同步整流元件Q2的漏极·源极之间。因而，如图3(B)所示，在主开关Q1的ON期间Ton，同步整流元件Q2的漏极·源极间电压Vds变成高电平时，来自分压电阻31、32的分压点的高电平信号就输入至比较器33。基准电压源34的基准电压V34由于设定成在主开关Q1的ON期间比从分压电阻31、32所得到的分压信号的值更低，比较器33的输出在主开关Q1的ON期间Ton成为高电平，在OFF期间Toff成为低电平。由于比较器33的输出端子连接在放电控制用开关Q5的控制端子(栅极)上，在主开关Q1的ON期间，放电控制用开关Q5变成ON，第3及第4晶体管Q13、Q14的ON被禁止，且电容器C1的放电被禁止。其结果，第3及第4晶体管Q13、Q14仅在主开关Q1的OFF期间Toff导通并流过第2电流I2。
在本实施例中，为了比较器33的输入，独立设置了分压用电阻31、32，而也可以省略这个分压用电阻31、32，将导通容许期间检测单元13的分压电阻15、16的分压点连接到比较器33的正输入端子上。另外，也可以省去比较器33，代之以将图1的开关控制电路5的输出供给图5的放电控制用开关Q5的控制端子。总之，放电控制用开关Q5的控制电路不限定于分压电阻31、32和比较器33及基准电压源34的电路，也可以是在主开关Q1的ON期间Ton能够将放电控制用开关Q5置于ON的任何一种电路。
由于图5的实施例3的放电控制用开关Q5与图4的选择放电用二极管11a有同样的功能，图5的实施例3与图4的实施例2具有相同的效果。再者，也可以省去实施例1中的图1的开关11及图2的选择放电用二极管11a，代之以设置相当于图5的放电控制用开关Q5的元件。
实施例4 示于图6的实施例4的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3c以外，与图1、图2及图5同样形成。另外，图6的经变形的同步整流控制电路7c在图5的电容器C1上并联地附加了放电电阻Rd，除此之外，与图5的同步整流控制电路7b同样形成。图6的放电电阻Rd设置成用来防止在输出电压Vo异常降低时电容器C1的放电在主开关Q1的OFF期间Toff内不结束。如图1所示，在设有反馈控制输出电压Vo的开关控制电路5的状态下，如果在成对的直流输出端子4a、4b间构成具有阻抗的短路状态，亦即阻抗短路状态，则开关控制电路5动作以限制主开关Q1的ON宽度，输出电压Vo异常降低。另外，图1未示出的众所周知的过电流保护电路动作时，输出电压Vo也异常降低。这样一来，如果输出电压Vo降低，为了补偿这个降低，主开关Q1的ON期间Ton变得比正常负载时更长。其结果，电容器C1的电压Vc1的峰值变大。另一方面，如果如上述输出电压Vo降低，则第2电流源10的第4晶体管Q14的基极·发射极间电压VBE相对于降低后的输出电压Vo变得不能忽略。其结果，(9)式不能成立，有可能发生在主开关Q1的OFF期间内电容器C1的放电尚未结束的情况。因此，在图6的实施例4中，在放电用电阻Rd上流过某种程度放电电流，防止电容器C1的放电时间异常增长。流过这个放电电阻Rd的电流可用Vc1/Rd来定义。因此，由于异常在主开关Q1的ON时间增长、电容器C1的电压增高时放电用电阻Rd的电流比较大，而在正常时，由于电容器C1的电压Vc1低，放电电阻Rd的电流也比异常时大幅度减小，对电容器C1的放电的影响小。
由于图6的实施例4除了放电用电阻Rd以外，与图5相同，可以得到与图5的实施例3同样的效果。再者，对图1、图2及图4的电容器C1，也可以并联连接与图6的放电用电阻同样的装置。
实旋例5 图7的实施例5的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3d以处，与图1、图2及图5同样形成。另外，图7的同步整流电路3d除了经变形的同步整流控制电路7d以外，与图5同样形成。
图7的同步整流控制电路7d设有经变形的第1电流源9b，而且，除了设有强制放电用开关40和强制放电用逻辑电路41之外，与图5的同步整流控制电路7b同样形成。
图7的第1电流源9b连接第1发射极电阻R11，代替图5的第1电流源9a的第1二极管D1，将第2晶体管Q12的发射极通过电阻R12和导体18连接到同步整流元件Q2的漏电极，代替图5中连接到第1晶体管Q11的发射极，除此之外，相当于与图5的第1电流源9a同样形成的电路。
在图7中，在主开关元件Q1的ON期间Ton流过第1电流源9b的第1晶体管Q11的集电极的第1电流I1，忽略VF、VCE后可用下式表示。
I1＝[R12/{R11(R12+R1)}]×(Ns/Np)Vin由于流过第2电流源10的第3晶体管Q13的集电极的第2电流I2与图4的第2实施例相同，为I2＝Vo/R2，因此第1与第2电流I1、I2之比为I1/I2＝[R12R2/{R11(R12+R1)}]×(NsVin/(NpVo))在上式中，如果设定R2＝R12/{R11(R12+R1)}，则与前述的(9)式相同，可以容易且正确地得到理想的同步整流。
再者，也可以连接图7的第1电流源9b来代替图2的第1电流源9或图4～图6的第1电流源9a。
用场效应晶体管表示的强制放电用开关40并联连接在电容器C1上。作为强制放电控制电路的逻辑电路41由禁止AND门构成，其上设有连接在比较器20的输出端子上的非反相输入端子；连接在2个分压电阻15、16的分压点上的反相输入端子；连接在强制放电用开关40的控制端子(栅)上的输出端子。众所周知，由禁止AND门构成的逻辑电路41仅在反相输入端子逻辑的0即低电平时输给出与非反相输入端子的信号相同的逻辑输出。再者，将逻辑电路41设为AND门，可以在分压电阻15、16的分压点与AND门的一方的输入端子之间连接NOT电路。
逻辑电路41在图3的t3～t4所示的图3(B)的同步整流元件Q2的漏·源极间电压Vds是低电平，且示于图3(F)的比较器20的输出电压V20是高电平时发生高电平的输出。因而，强制放电用开关40在图3的t2～t4期间变成ON状态，电容器C1的电荷被强制性地放出。这意味着，与同步整流元件Q2的OFF同时，电容器C1被强制性地放电。于是，在主开关Q1的ON期间Ton的开始时刻，电容器C1的电荷是零，意味着从该状态起充电开始。因此，电容器C1的充电量与主开关Q1的ON时间Ton的对应关系成为正确。为了对应于变压器2的电流从不连续方式转换至连续方式的时刻，设置了电容器C1的强制放电电路。即在图3的例中，在主开关Q1的OFF期间Toff中，变压器2的积蓄能量的放出结束，但在主开关Q1以固定频率进行ON/OFF控制的情况下，存在由于负载条件在变压器2的积蓄能量放出结束以前主开关Q1被ON控制，变压器2的电流成为连续流动的连续方式的情况。如果未设置由图7的强制放电用开关40及逻辑电路41构成的强制放电电路时，如例图3的t2～t2′所示，在电容器C1上电荷残留的状态下，如果假定主开关Q1被ON控制，则电容器C1从电荷残留的状态再次充电。于是，变压器2的能量积蓄时间及放出时间与电容器C1的充电时间及放电时间的对应关系恶化，不能谋求同步整流期间的最佳化。
图7的实施例5除了与图1～图6的实施例1～4有相同的效果以外，也有上述强制放电电路的效果。
再者，可以将由强制放电用开关40及逻辑电路41构成的强制放电电路附加在图2、图4、图5及图6的同步整流控制电路7、7a、7b、7c上。
另外，在将图7的第1及第2电流源9b、10置换成具有恒流特性的电流反射镜电路以外的充电电路及放电电路后的同步整流控制电路中，可以设置与图7同样的强制放电电路。
又，可设置具有与比较器20相同的功能的另一比较器，取代比较器20的输出将该另一比较器的输出送至逻辑电路41。
又，可以将放电控制用比较器33的输出反相而送至逻辑电路41，代替将比较器20的输出送至逻辑电路41。
又，可以将逻辑电路41的反相输入端子连接到放电控制用的分压电阻31、32的分压点上，或连接到图1的开关控制电路5的输出线上。
实施例6 下面，参照图8及图9来说明实施例6的开关电源装置。图8的实施例6的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3e以外，与图1、图2及图7同样形成。另外，图8的同步整流电路3e除了经变形的同步整流控制电路7e以外，与图7同样形成。图8的同步整流控制电路7e，作为强制放电控制电路，设置脉冲形成电路41a以代替图7的强制放电用逻辑电路41，除此之外，是与图7的同步整流控制电路7d同样形成的电路。
在图9中，图8的实施例6的开关电源装置的各部分的状态与图3同样表示。但是，在图9(F)中示出了脉冲形成电路41a的输出V41a，代替图3(F)的V20。
图8的脉冲形成电路41a同步于主开关Q1的OFF结束时刻即ON开始时刻，形成比ON期间Ton足够短的时间宽度的脉冲，供给强制放电用开关40。因此，脉冲形成电路41a连接在分压用电阻15、16的分压点上，如图9(F)的t2～t3所示，同步于主开关Q1的ON开始时刻t2发生比ON期间Ton足够短的微小宽度脉冲。这个脉冲形成电路41a可以用在ON开始时刻t2触发的计时器或微分电路等形成。强制放电用开关40响应于脉冲形成电路41a的脉冲而成为ON状态，使电容器C1强制放电。
依据图8的实施例6，如图9(E)所示，电容器C1的电压Vc1在主开关Q1的OFF期间Toff，即使未横穿基准电压Vr时，也能够使电容器C1强制放电。因而，用实施例6也可以得到与实施例5同样的效果。
再者，也可以将由图8的脉冲形成电路41a和强制放电用开关40构成的强制放电电路附加在图1、图2、图4～图6的电路上。另外，也可以将图8的脉冲形成电路41a的输入端子连接到分压电阻31、32的分压点上，或连接到图1的开关控制电路5的输出线26上。还有，在图8中，可以设置不具有恒流特性的充电电路及放电电路来代替第1及第2电流源9b、10。
实施例7 示于图10的实施例7的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3f以外，与图1同样形成。另外，图10的同步整流电路3f除了经变形的同步整流控制电路7f以外，与图2同样构成。还有，图10的同步整流控制电路7f除了设置经变形的第1电路源9c，省去了选择放电用开关11a及偏置用二极管11b以外，与图2同样构成。
图10的第1电流源9c相当于从图2的第1电流源9省去齐纳二极管23后的结构。图10的第2电流源10的第3晶体管Q13直接并联连接在电容器C1上。
从图10的第1电流源9c供给的第1电流I1与前述的(11)式相同，可由下式示出。
I1＝(V2+Vo)/R1＝{(VinNs/Np)+Vo}/R1第2电流源10的第2电流I2可用下式表示。
I2＝Vo/R2由于第1电流源7c的第1电流I1的一部分流入第2电流源10，电容器C1的充电电流Ic可用下式表示。
Ic＝I1-I2＝[{(VinNs/Np)+Vo}/R1]-Vo/R2因而，若设定R1＝R2，则充电电流Ic可用下式表示。
Ic＝(Vin Ns/Np)/R1 ...(15)式该(15)式的充电电流Ic与(10)式中的第1电流I1同样是电容器C1的充电电流，与(10)式一样，具有与输出电压Vo无关的值。总之，在图10的电路中，下式成立。
(I1-I2)/I2＝Ic/I2＝(Vds-Vo)/Vo＝V2/Vo因而，用图10的实施例7也可以得到与图4～图8的实施例相同的效果。
再者，在图10的电路中，可以附力图7及图8的强制放电用开关40及此控制电路。
实施例8 示于图11的实施例8的开关电源装置除了经变形的同步整流电路3g以外，与图1同样构成。图11的同步整流电路3g除了经变形的同步整流控制电路7g以外，与图5同样形成。图11的同步整流控制电路7g除了经变形的脉冲形成电路12a以外，与图5同样形成。图11的脉冲形成电路12a除了经变形的比较及脉冲形成电路14′以外，与图5同样形成。
图11的比较及脉冲形成电路14′在图5的比较及脉冲形成电路上附加了轻负载判定用比较器50和轻负载判定用基准电压源51及双稳态多谐振荡器52，除此之外，是与图5同样形成的电路。因而，图11的同步整流控制电路7g具有以下功能，其一是，在主开关Q3的OFF期间，对同步整流用开关8进行ON控制的功能；其二是，判定连接在成对的直流电压输出端子4a、4b之间的负载4是否比设定得比低于额定负载的规定负载电平更低的功能；其三是，负载4比上述规定负载电平更低时禁止同步整流用开关8的ON控制的功能。
所增加的比较器50和基准电压源51及RS双稳态多谐振荡器52用来判定连接在成对的直流电源端子4a、4b(译注原文为5b)之间的负载是否处在比额定负载(正常负载)大幅度减轻的状态，在轻负载状态时，禁止同步整流用开关8的ON驱动。如果在轻负载时禁止同步整流用开关8的ON驱动，则开关电源装置的轻负载时的效率提高。亦即，如果将同步整流用开关8进行ON驱动，如已说明过的情况，2次绕组N2的输出侧的二极管Do中的电力损失减小。但是，比额定负载更轻的负载时，2次侧的电流比额定负载时的2次侧电流更小，由同步整流用开关8产生的电力损失的减少量也小。另一方面，作为具有同步整流用开关8的驱动功能的开关，在用所示出的NOR电路22将同步整流开关8进行ON驱动时，会有电力损失产生。这个ON驱动时的电力损失不受负载的变化的约束，是恒定的。因此，如果变成轻负载，则由同步整流用开关8的驱动而产生的电力损失量比起基于同步整流用开关8导致的损失减少量更大。因此，在图11的实施例8中，在轻负载时，同步整流用开关8的驱动被禁止。
下面详细说明图11的轻负载时的同步整流用开关8的驱动禁止电路。图11的轻负载判定用比较器50的正输入端子连接在电容器C1上，负输入端子连接在表示规定轻负载的基准电压源51上。基准电压源51的基准电压V51如图3(E)的虚线所示，是在正常负载时的电容器C1的电压Vc1的最大值与同步整流用基准电压源21的基准电压值Vr之间，且设定在比轻负载时的电容器C1的电压Vc1的最大值高的值上。这个基准电压源51的基准电压V51的理想值是正常负载时，即额定负载时的电压Vc1的最大值的5～30％。这个基准电压源51的基准电压V51最好等于由同步整流用开关8的驱动产生的电力损失的减轻量与由于同步整流用开关8的驱动产生的电力损失量变得相等的负载量时的电容器C1的电压Vc1的最大值。RS双稳态多谐振荡器52的置位输入端子S连接在同步整流期间确定用比较器20上，复位输入端子R连接在轻负载判定用比较器50上，输出端子Q连接在NOR电路22上。
电容器C1的电压Vc1正比于图1的主开关Q1的ON时间宽度。另一方面，如果负载4变轻，则主开关Q1的ON时间宽度比正常负载时变得更窄。因而，轻负载时，电容器C1的电压变低。如果由于负载4轻，电容器C1的电压Vc1的最大值比基准电压V51变得更更低，则比较器50的输出连续地变成低电平，不可能将RS双稳态多谐振荡器复位。因而，RS双稳态多谐振荡器52维持在由同步整流用比较器20的输出设置的状态，RS双稳态多谐振荡器52的输出连续地成为高电平。其结果，在轻负载时，NOR电路22的输出连续性地成为低电平，同步整流用开关8的ON驱动被禁止。
再者，在正常负载时，由于电容器C1的电压Vc1横穿基准电压V51，比较器50发生高电平的复位脉冲，RS双稳态多谐振荡器52被复位，RS双稳态多谐振荡器对比较器20的输出作出响应，与图1的实施例1一样，同步整流用开关8的ON驱动成为可能。因而，在图11的实施例8中，可用比较简单的电路实现正常负载时的同步整流用开关8的驱动和轻负载时的禁止驱动。
可以将轻负载判定单元采用图11的电路以外的结构。例如，设置与负载4的大小转换联动地使表示是轻负载方式的信号发生的手段来代替将电容器C1的电压Vc1输入至比较器50，在轻负载方式时，可以使低电平的信号输入至比较器50。另外，可以省去比较器50，将表示轻负载方式的信号直接输入至RS双稳态多谐振荡器52的复位端子。
可以设置用以禁止同步整流用开关8的ON驱动的驱动禁止用开关，代替图11中的RS双稳态多谐振荡器电路52。这个驱动禁止用开关连接至例如NOR电路22的未图示的电源线上，用比较器50的输出进行ON/OFF控制。另外，在NOR电路22的输出段设置驱动电路，在这个驱动电路的电源线上连接上述驱动禁止用开关，在轻负载时，将这个驱动禁止用开关控制在OFF，可以禁止同步整流用开关8的ON驱动。
另外，可以在图1、图2、图4、图5、图6、图7、图8及图10的比较器20上保持众所周知的滞后作用，取代比较器50、基准电压源51及RS双稳态多谐振荡器52的设置。这时，将比较器20的滞后作用的下侧触发电平设定在图3(E)的基准电压值Vr上，将上侧的触发电平设定在基准电压值Vr与正常时的电容器C1的电压Vc1的最大值之间的图3(E)的基准电压V51上。再者，基准电压V51具有比轻负载时的电容器C1的电压Vc1的最大值更高的值。由于轻负载，在电容器C1的电压Vc1的最大值没有达到基准电压V51时，从比较器20连续地输出高电平信号，NOR电路22的输出连续地变成低电平，可以禁止同步整流用开关8的ON驱动。因而，通过使滞后作用保持在比较器20上，可以得到与图11的电路同样的效果。滞后作用动作中的所谓下侧触发电平，意味着具有滞后作用的比较器20的输入将其下侧触发电平从高电平一侧向低电平一侧横穿时，比较器20的输出变化的电平。另外，所谓上侧触发电平，意味着比较器20的输入将其上侧触发电平从低电平向高电平一侧横穿时，比较器20的输出变化的电平。
图11中的放电电路10a作为包含图5的第2电流源10、电阻31、32、比较器33基准电压源34、及开关Q5的电路来表示。
图11的实施例8除了基于轻负载时禁止同步整流的效果之外，也具有与实施例1～7同样的效果。
在图1、图2、图4、图6、图7、图8、图10的电路中，也可适用具有由图11的基准电压源51和RS双稳态多谐振荡器52构成的轻负载时禁止同步整流的单元，或具有与此同样的功能的单元。
实施例9 图12表示实施例9的开关电源装置的2次绕组N2及其输出侧电路。本实施例9的开关电源装置的1次侧电路与图1相同。实施例9的开关电源装置构成为正向型DC-DC变换器，图12的2次绕组N2的极性设定成与图1相反。2次绕组N2通过整流二极管60和平滑电路3h及平滑电容器Co连接在直流输出端子4a、4b上。在图12中，平滑电容器Co表示在平滑电路3h的外面，而当然也可以包含在平滑电路3h内。
图12的平滑电路3h由以下部分构成，即串联连接在2次绕组N2与平滑电容器Co之间的线路上的电感器L1；相对于该电感器L1和平滑电容器Co并联连接的同步整流元件Q2和同步整流控制电路7d。同步整流元件Q2是一般称为转换用整流元件或续流用元件亦或平滑用整流元件的元件，而为了与前述的实施例的对应关系明确，在图12中也将Q2称为同步整流元件。
图12的同步整流元件Q2具有与实施例1～8相同的构成，通过作为整流元件的二极管60并联连接在2次绕组N2上。图12的同步整流控制电路7d与图7中用相同的参照标记表示的电路同样构成。
由于整流二极管60在主开关Q1的ON期间导通，在主开关Q1的ON期间，电感L1上积蓄能量。如众所周知，积蓄在电感器L1上的能量用由电感器L1和平滑电容器Co及同步整流元件Q2构成的路径释放。图12的同步整流元件Q2在电感器L1的积蓄能量的释放期间导通的动作与在实施例1～8中变压器2的积蓄能量的释放期间，同步整流元件Q2导通的动作相同。如果以电感器L1作为基准，则可以将由主开关Q1和变压器2及二极管60构成的电路称为用以向电感器L1断续性供给电压的断续电压供给单元或断续电压供给开关单元。
由于图12的同步整流控制电路7d与图7的构成相同，可以将同步整流元件Q2的同步整流用开关ON驱动，使其与电感器L1的积蓄能量的释放期间大体一致，可以实现同步整流用开关8的最佳驱动，降低平滑电路3h的电力损失。
即，在主开关Q1的ON期间，在电感器L1上施加2次绕组N2的电压V2与输出电压Vo之差的电压V2-Vo，如果将电感器L1的电感值设为L，则在电感器L1上积蓄{(V2-Vo)2/2L}Ton的能量。该能量在主开关Q1的OFF期间，通过同步整流元件Q2以用下式表示的时间Td释放。
Td＝{(V2-Vo)/Vo}Ton如果忽略二极管D1、D2的VF，晶体管Q11、Q12的VCE，则图12的电容器C1由下式表示的第1电流I1恒流充电。
I1＝(V2-Vo)/R1电容器C1的电压Vc1的最高值如下Vc1＝(V2-Vo)Ton/(R1C1)。
在主开关Q1的OFF期间，电容器C1用下式表示的第2电流I2放电I2＝Vo/R2。
电阻R1和R2设定在同一值时的电容器C1的放电时间Td′可用下式表示，式中C表示电容器C1的容量，Vc1表示电容器C1的电压。
Td′＝C×Vc1/I2＝{(V2-Vo)/Vo}Ton该电容器C1的放电时间与电感器L1的积蓄能量的释放时间Td相同。因而，如果将实施例9中的电阻R1和R2设定至同一值，则与实施例1～8一样，可以仅在最佳时间将同步整流用开关8置于ON。通常，在电感器L1上连续地流过电流，而由于用强制放电用开关40使电容器C1在每一周期放电，可以使电容器C1的充放电时间仅对应于电感器L1的电流的变化部分。
再者，可以将图12的同步整流控制电路7d置换到图1、图4、图5、图6、图8、图10及11的同步整流控制电路7、7b、7c、7e、7f、7g中。
实施例10 图13表示实施例10的断续型开关电源装置。在这个开关电源装置中，作为断续电压供给单元的主开关Q1串联连接在直流电源端子1a和输出端子4a之间，用从开关控制电路5a输出的控制信号作ON/OFF控制。在主开关Q1的输出侧上，通过与图12相同的平滑电路3h和平滑电容器Co连接直流输出端子4a、4b。在图13的电路中，直流电源端子1a、1b的输入电压Vin用主开关Q1断续并输入至平滑电路3h。因而，若将平滑电感器L1作为基准，则可以将主开关Q1称为用以向电感器L1断续地供给电压的断续电压供给单元或断续电压供给开关单元。
图13的电路的同步整流用开关8与将图12的2次绕组N2的电压V2置换成平滑电感器L1的电压等效地动作，可以和到与图12的 再者，可以将图13的同步整流控制电路7d置换为图1、图2、图4、图5、图6、图8、图10及11的同步整流控制电路7、7b、7c、7e、7f、7g。
本发明不限定于上述实施例，例如，下面的变形是可能的。
(1)如图14所示，可以设置图14所示的NOT电路20a，代替在图1、图2、图4～图13的比较及脉冲形成电路中的比较器20和基准电压源21。图14的NOT电路20a具有与基准电压值Vr相同值的门限值，将电容器C1的电压Vc1整形为2值的波形，输出与图3(F)同样的脉冲。
(2)如图14的经变形的比较及脉冲形成电路14a所示，可以设置输入反相AND电路22a，代替前述的各实施例的NOR电路22。
(3)如图15的经变形的比较及脉冲形成电路14b所示，可以设置分别连接到电容器C1的2输入NOR电路20b，代替图14的NOT电路20a。如果将NOR电路20b的2个输入端短路，则与NOT电路同样起作用。
(4)如图16的经变形的比较及脉冲形成电路14c所示，可以设置NOT电路22b、AND电路20c，代替图1的比较器20、基准电压源21及NOR电路22。AND电路20c的一个输入端子通过NOT电路22b连接到分压导体17，另一输入端子连接到电容器C1。连接到AND电路20c的电容器的输入端子具有相当于图1的基准电压值Vr的门限值，在与电容器C1的电压Vc1被波形整形的同时，发生与NOT电路22b的输出的逻辑积输出。
(5)在众所周知的升压型的DC-DC换流器等的其他开关电源装置中也可采用本发明。
(6)图7及图8的第1及第2发射极电阻R11、R12可以省略。
产业上利用的可能性 本发明可用于直流电源装置。
权利要求
1.一种开关电源装置，其特征在于，包括供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；连接在用以向所述电感单元断续地供给电压的所述直流电压输入单元与所述电感单元之间、设有断续所述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在所述主开关的控制端子上、设有ON/OFF控制所述主开关的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在所述成对的直流电压输出端子之间的平滑电容器；相对于所述电感单元与平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在所述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；以及连接在所述同步整流用开关的控制端子上的同步整流控制电路；所述同步整流控制电路包含用以确定所述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有在所述主开关的ON期间对所述同步整流期间确定用电容器供给对应于所述电感单元的电压的值的充电电流的功能的第1电流源；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有流过对应于所述直流输出电压的值的放电电流的功能的第2电流源；连接在得到表示所述主开关的ON/OFF状态信号的部位、具有检测所述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；以及比较及脉冲形成电路，连接在所述同步整流期间确定用电容器、所述导通容许期间检测单元及所述同步整流用开关的控制端子上，具有判定所述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定的基准电压值高的功能，以及在所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述规定基准值高的同时，在所述导通容许期间的时间内形成所述同步整流用开关的ON控制脉冲并供给到所述同步整流用开关的控制端子上的功能；
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述电感单元是具有1次绕组和2次绕组的变压器；所述断续电压供给单元是连接在所述直流电压输入单元与所述1次绕组之间的主开关；所述同步整流用开关串联连接在从所述2次绕组至所述平滑电容器的电流通路上；所述整流二极管具有在所述主开关的ON期间在所述2次绕组中感应的电压下逆向偏置的方向性。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述断续电压供给单元由下列部件构成连接在所述直流电压输入单元上的1次绕组；电磁耦合在该1次绕组上的2次绕组；连接在所述直流电压输入单元与所述1次绕组之间的主开关；以及串联连接在从所述2次绕组至所述平滑电容器的电流通路上、具有在所述主开关的导通期间在所述2次绕组中感应的电压下导通的方向性的整流元件，所述电感单元是串联连接在从所述2次绕组至所述平滑电容器的电流通路上的平滑电感器，所述同步整流用开关相对于所述平滑电感器与所述平滑电容器的串联电路并联连接，且通过所述整流元件并联连接在所述2次绕组上。
4.如权利要求1所述的开关电流装置，其特征在于，所述电感单元是串联连接在从所述直流电压输入单元至所述平滑电容器的电流通路上的平滑电感器，所述断续电压供给单元是连接在所述直流电压输入单元与所述平滑电感器之间的主开关，所述同步整流用开关通过所述平滑电感器并联连接在所述平滑电容器上。
5.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，还设有在所述主开关的ON期间禁止由所述第2电流源产生的所述同步整流期间确定用电容器的放电的放电禁止单元。
6.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源是在所述主开关的ON期间向所述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，所述第2电流源是在所述主开关的OFF期间流过用以使所述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，所述第1电流(I1)与所述第2电流(I2)之比(I1/I2)等于在所述主开关的ON期间的所述电感单元的电压(V2)上加上所述成对的直流电压输出端子间的输出电压(Vo)后的值(V2+Vo)与所述输出电压(Vo)之比{(V2+Vo/Vo)}。
7.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源是在所述主开关的ON期间向所述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，所述第2电流源是在所述主开关的OFF期间流过用以使所述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，所述第1电流(I1)与所述第2电流(I2)之比(I1/I2)等于从所述主开关的ON期间的所述同步整流用开关的成对的主端子间的电压(Vds)减去规定的电平移动电压(Vz)后的值(Vds-Vz)与所述输出电压(Vo)之比{(Vds-Vz)/Vo}。
8.如权利要求5所述的开关电流装置，其特征在于，所述第1电流源是在所述主开关的ON期间向所述同步整流期间确定用电容器供给第1电流(I1)的电流源，所述第2电流源是在所述主开关的OFF期间流过用以使所述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，所述第1电流(I1)与所述第2电流(I2)之比(I1/I2)等于所述主开关的ON期间的所述电感单元的成对的端子间的电压(V2)与所述输出电压(Vo)之比(V2/Vo)。
9.如权利要求1所述的开关电流装置，其特征在于，所述第1电流源是在所述主开关的ON期间向所述同步整流期间确定用电容器和所述第2电流源的组合供给第1电流(I1)的电流源，所述第2电流源是在所述主开关的ON期间和OFF期间的两个期间，流过用以使所述同步整流期间确定用电容器放电的第2电流(I2)的电流源，从所述第1电流(I1)减去所述第2电流(I2)后的值(I1-I2)与所述第2电流(I2)之比{(I1-I2)/I2}，等于从所述主开关的ON期间的所述同步整流用开关的成对的主端子间的电压(Vds)减去所述成对的直流电压输出端子间的输出电压(Vo)后的值(Vds-Vo)与所述输出电压(Vo)之比{(Vds-Vo/Vo)}。
10.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源是第1电流反射镜电路，所述第2电流源是第2电流反射镜电路。
11.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源由下列元件构成具有连接在所述同步整流用开关的一个主端子上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在所述第1晶体管的发射极上的发射极和连接在所述第1晶体管的基极上的基极与集电极的第2晶体管；以及连接在所述第2晶体管的集电极与所述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻。
12.如权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源由下列元件构成具有连接在所述同步整流用开关的一个主端子上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端的集电极的第1晶体管；具有连接在所述第1晶体管的发射极上的发射极和连接在所述第1晶体管的基极上的基极与集电极的第2晶体管；连接在所述第2晶体管的集电极与所述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻；以及连接在所述同步整流用开关的一个主端子与所述第1晶体管的发射极之间、具有与所述输出电压(Vo)相同的齐纳电压的齐纳二极管。
13.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1电流源由下列元件构成具有连接在所述同步整流用开关的一个主端子上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在所述第1晶体管的发射极上的发射极和分别连接在所述第1晶体管的基极上的基极与集电极的第2晶体管；以及具有连接在所述第2晶体管的集电极上的一端和连接在所述成对的直流电压输出端子之一的另一端的第1集电极电阻。
14.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述第2电流源由下列元件构成具有连接在所述平滑电容器的一端上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第3晶体管；具有连接在所述平滑电容器的一端上的发射极和分别连接在所述第3晶体管的基极上的基极与集电极的第4晶体管；以及连接在所述平滑电容器的另一端与所述第4晶体管的集电极之间的第2集电极电阻。
15.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，所述放电禁止单元由下列元件构成连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端与所述第3晶体管的集电极之间的选择放电用二极管；以及连接在所述同步整流用开关的一个主端子与所述第3晶体管的集电极之间的偏置用二极管。
16.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，所述放电禁止单元由下列部件构成并联连接在所述第4晶体管上的放电阻止用开关；以及在所述主开关的ON期间，ON控制所述放电阻止用开关的放电阻止控制电路。
17.如权利要求9所述的开关电源，其特征在于，所述第1电流源由下列元件构成具有连接在所述同步整流用开关的一个主端子上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第1晶体管；具有连接在所述第1晶体管的发射极上的发射极和连接在所述第1晶体管的基极上的基极与集电极的第2晶体管；以及连接在所述第2晶体管的集电极与所述同步整流用开关的另一主端子之间的第1集电极电阻，所述第2电流源由下列元件构成具有连接在所述平滑电容器的一端上的发射极和连接在所述同步整流期间确定用电容器的一端上的集电极的第3晶体管；具有连接在所述平滑电容器的一端上的发射极和分别连接在所述第3晶体管的基极上的基极与集电极的第4晶体管；以及连接在所述平滑电容器的另一端与所述第4晶体管的集电极之间的第2集电极电阻。
18.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，还设有并联连接在所述同步整流期间确定用电容器上的放电调整用电阻。
19.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述导通容许期间检测单元是检测所述同步整流用开关的1对主端子间的电压的单元。
20.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述比较及脉冲形成电路由下列部件构成作为所述规定电压值，提供规定的基准电压的基准电压源；具有连接在所述同步整流期间确定用电容器上的第1输入端子与连接在所述基准电压源上的第2输入端子的比较器；以及具有连接在所述导通容许期间检测单元上的第1输入端子和连接在所述比较器上的第2输入端子，在所述导通容许期间检测单元的输出表示所述主开关的OFF、且从所述比较器得到表示所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述基准电压高的输出时向所述同步整流用开关供给ON控制脉冲的逻辑电路。
21.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述比较及脉冲形成电路由下列部件构成具有作为所述规定基准值起作用的门限值，且在所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述门限值高时发生第1电平的输出，在所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述门限值低时发生第2电平的输出的第1逻辑电路；以及具有连接在所述导通容许期间检测单元上的第1输入端子和连接在所述第1逻辑电路上的第2输入端子，在所述导通容许期间检测单元的输出表示所述主开关的OFF、同时所述第1逻辑电路发生所述第1脉冲的输出时向所述同步整流用开关供给ON控制脉冲的第2逻辑电路。
22.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述同步整流控制电路由半导体集成电路构成。
23.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述同步整流用开关、所述整流二极管及所述同步整流控制电路装入在同一壳体内。
24.一种开关电源装置，其特征在于，包括供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；连接在用以向所述电感单元断续地供给电压的所述直流电压输入单元与所述电感单元之间、设有断续所述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在所述主开关的控制端子上、具有ON/OFF控制所述主开关的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在所述成对的直流电压输出端子间的平滑电容器；相对于所述电感单元和平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在所述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；以及连接在所述同步整流用开关的控制端子上的同步整流控制电路，所述同步整流控制电路设有用以确定所述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有在所述主开关的ON期间给所述同步整流期间确定用电容器充电的功能的充电电路；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有流过所述同步整流期间确定用电容器的放电电流的放电电路；连接在得到表示所述主开关的ON/OFF状态的信号的部位、具有检测所述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；连接在所述同步整流期间确定用电容器、所述导通容许期间检测单元和所述同步整流用开关的控制端子上，具有判定所述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定基准值高的功能，以及在所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述规定的基准值高的同时，在所述导通容许期间时形成所述同步整流用开关的ON控制脉冲并供给到所述同步整流用开关的控制端子上的功能的比较及脉冲形成电路；并联连接在所述同步整流期间确定用电容器上的强制放电用开关；以及同步于所述同步整流用开关的ON控制结束时刻或所述主开关的ON控制开始时刻，在规定时间ON控制强制放电用开关的控制电路。
25.一种开关电源装置，其特征在于，设有供给直流输入电压的直流电压输入单元；电感单元；连接在用以向所述电感单元断续地供给电压的所述直流电压输入单元与所述电感单元之间、设有断续所述直流输入电压的主开关的断续电压供给单元；连接在所述主开关的控制端子上、具有ON/OFF控制所述主开关的功能的开关控制电路；输出直流电压的成对的直流电压输出端子；连接在所述成对的直流电压输出端子间的平滑电容器；相对于所述电感单元和平滑电容器的串联电路并联连接的同步整流用开关；并联连接在所述同步整流用开关上的寄生或个别的整流二极管；用以确定所述同步整流用开关的ON期间的同步整流期间确定用电容器；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有在所述主开关的ON期间给所述同步整流期间确定用电容器充电的功能的充电电路；连接在所述同步整流期间确定用电容器上、具有流过所述同步整流期间确定用电容器的放电电流的功能的放电电路；连接在得到表示所述主开关的ON/OFF状态的信号的部位上、具有检测所述同步整流用开关的导通容许期间的功能的导通容许期间检测单元；连接在所述同步整流期间确定用电容器、所述导通容许期间检测单元和所述同步整流用开关的控制端子上、具有下列四种功能的比较及脉冲形成电路，该四种功能是判定所述同步整流期间确定用电容器的电压是否比规定基准值高的功能；所述同步整流期间确定用电容器的电压比所述规定基准值高的同时，在所述导通容许期间时形成所述同步整流用开关的ON控制脉冲并供给到所述同步整流用开关的控制端子上的功能；判定连接在所述成对的直流电压输出端子间的负载是否比设定得低于额定负载的规定负载电平更低的功能；以及在所述负载比所述规定负载电平更低时，禁止所述同步整流用开关的ON控制的功能。
全文摘要
本发明涉及可以将同步整流电路的同步整流用开关仅在所要求的时间置于ON的开关电源装置。该开关电源装置具有通过1次绕组(N1)连接在直流电源(1)上的主开关(Q1)。在2次绕组(N2)上，通过同步整流元件(Q2)连接平滑电容器(Co)。同步整流元件(Q2)由同步整流用开关(8)和二极管(Do)的并联电路构成。为了在二极管(Do)构成ON的期间中将同步整流用开关(8)置于ON，设置了电容器C1、第1及与第2电流源(9)、(10)、导通容许期间检测单元(13)以及比较及脉冲形成电路(14)。
文档编号H02M3/28GK1965466SQ200580018229
公开日2007年5月16日 申请日期2005年6月29日 优先权日2004年7月2日
发明者京野羊一 申请人:三垦电气株式会社