专利名称：：无刷电机用的驱动器和包含由这种驱动器控制的无刷电机数据读/写设备的制作方法无刷电机用的驱动器和包含由这种驱动器控制的无刷电机数据读/写设备
技术领域：
和
背景技术：
用于转动存储介质的光磁和磁盘驱动器中广泛地使用直流无刷主轴电机。习惯上一最切实际地一在正常操作期间，使用反电动势电压来整流所述电机。利用不通电绕阻中感应出的反电动势信号，可以避免使用单独的传感器去检则转子相对于定子的角位置，也称之为"电机位置"或"位置"。这减小了组合的系统成本和主轴电机的尺寸。通过脉冲宽度调制来控制转子的转速，这里也称为"电机速度"或"速度"。电机的速度随占空比的增大而增大，利用所述占空比，可以调制电机的电源电流。但是，电机在低速时所产生的反电动势电压相当低，容易受到脉冲宽度调制信号引起的扰动的遮盖。不幸的是，由于各种原因，比如线圈之间的电容耦合、磁耦合(与转子位置有关)，以及驱动器中脉冲宽度调制信号的电阻性串扰等原因，通电绕阻中的脉冲宽度调制常会导致不通电绕阻中的扰动。公知的电机驱动器具有低速的管理范围，在这个范围内，整流装置是由预先确定的脉冲序列控制的，这个脉冲序列的产生与反电动势信号无关。这种同步启动模式的问题是它对于负载的依赖性不能处理大的负载变化。尤其是在光盘驱动器中，负载的变化(惯性和摩擦)超过10倍(因子)。本发明的目的在于提供一种用于无刷电机的电机驱动器，其中的整流器从启动开始一直是由反电动势电压控制的。
发明内容本发明的目的是按照本发明权利要求1所述电机驱动器实现的。本发明人认识到，如果输入电压能够给出预先确定的最大电流，并且所产生的反电动势信号经过滤波，使其具有相当弱的高频传输特性，则直到整流频率获得预先确定的最小值时为止，反电动势脉冲从启动开始就能可靠地控制所述整流装置。利用静态位置检测方法，如US6,204,617中描述的方法检则电机的当前位置是足够的，这样一来就可以初始化整流器的相位，并且随后使用反电动势信号来控制整流器。在启动时向电机提供的最大电流提供快速加速，并且借此在产生第一个反电动势脉冲时提供相当高的瞬时速度。进而，以与电机之相当低的速度对应的相当低的整流频率，滤波器抑制由脉冲宽度调制在驱动信号中引起的反电动势信号中的噪声。在与电机之相当高的速度对应的相当高的整流频率，滤波器具有相当强的高频传输特性和相应的短暂延迟。在高的电机速度下，反电动势信号显著增强，从而使得尽管高频扰动抑制得不太好，但也不会干扰反电动势信号的检测。滤波器的特性可以随整流频率逐渐改变，但是，按照另一种方式也可以表现出步进的一个或多个变化。允许电源电流由输入控制信号控制的最小整流频率可能(但并非一定)与滤波器特性发生一次步进的整流频率一致重合。用常规的方法可以确定电机的瞬时速度，即用一个速度传感器计数在一个时间间隔里的反电动势脉冲的数目，或者测量两个相继的反电动势脉冲的时间间隔。应予说明的是，US5，640，073描述的无刷电机在电机的速度相对较高时具有相对较强的高频传输特性，并且在电机的速度相对较低时具有相对较弱的高频传输特性。然而，并没有公开使用脉冲宽度调制来控制电机的速度。更加没有公开选择性地消除脉冲宽度调制噪声。相反，该专利公开的是使用同步启动装置启动和加速电机。还要说明的是，US5,672,948公开了具有反电动势检测器的无刷电机，它有一个固定的滤波器来滤除脉冲宽度调制噪声。使用检测到的脉冲宽度调制脉冲来确定驱动器的当前相位和电机转子的位置之间的相位误差。这篇文献没有公开启动是如何发生的。具体来说，没有提到在静态位置检测步骤之后如何利用预先确定的最大电流对于电机进行启动，以及从启动开始如何通过反电动势信号确定整流器的整流状态。在按照权利要求l电机驱动器的实施例中，反电动势检测器具有一个阈值单元，用于在整流频率一直达到预先确定的值之前抑制反电动势信号。反电动势信号的转换包含一种比较，用以确定这个信号的零交叉。实践中，检测零交叉的准确电平变成具有一定容差的目标。这必然会带来的结果是会使部分产品可能要受到拒绝，这是因为反电动势检测器是非常灵敏的，并且所述检测器检测到的是虚假的零交叉。通过在电机的启动阶段抑制阈值之前的反电动势信号，可以避免产生虚假的零交叉。所述阈值应该略高于所发生的距零交叉电平最差的偏差。所加的阈值电压可能随电机的速度逐渐改变，或者可能按照一个或多个台阶那样的变化。在较高的整流频率，发生零交叉的电平偏差对于检测零交叉的时间点来说只有微小的结果。因此，抑制阈值之前的反电动势信号就变成多余的了。按照一种实施例，驱动器具有硬切换操作模式，其中，在整流装置的每个状态下，电机驱动输出之一提供恒定的电源电压，第二个输出交替地提供第一和第二电源电压，第三个输出保持在高阻抗状态。这样做的优点在于，每个整流阶段的相对较长的时间间隔(60。)可用于检测反电动势电压。进而，切换模式在输出级涉及相对较少的切换操作，这对于低功耗是有利的。按照又一种实施例，驱动器具有软切换操作模式，这种操作模式具有至少一个状态，在这样的状态期间，两个输出模块同时且同相位地提供在第一和第二电源电压之间交替变化的输出电压。按照这种模式，提供给电机的电流的行为更像"正弦形"，它的优点在于电机产生的可听噪声相对较小。按照这种模式，检测反电动势电压的每个整流阶段的相对较短的时间间隔(30。)足够在稳定状态下操作电机，并使电机的加速和减速最为平稳缓和。有益的情况是，至少在部分整流状态期间，电机驱动器输出之一提供恒定的电源电压、第二个电机驱动器输出交替地提供第一和第二电源电压、第三个电机驱动器输出在高阻抗状态和与第二输出同步提供第一电源电压的状态之间的交替切换。所述整流状态的所述一部分最少是所述整流状态的结尾，并有固定的持续时间。按照另一种实施例，在两个相继的反电动势脉冲之间的时间间隔的相对变化小于预先确定的数值时，驱动器取软切换操作模式；在这个相对变化大于预先确定的数值时，驱动器取硬切换操作模式。一方面，这有可能允许强烈的加速或减速，另一方面，当电机稳定操作时，电机还是比较安静的。按照再一种实施例，如果两个相继的反电动势脉冲大于预先确定的时间间隔，则整流装置的状态是由静态定位传感器控制的。如果从最后一个反电动势脉冲算起，大于预先确定的时间间隔的某个时间间隔己过，则电机或者停止，或者运行得过慢，以致不能产生能被检测到的反电动势脉冲。通过这一措施，电机可以再一次重新启动。按照再一种实施例，驱动器具有第一制动模式，在这样的模式下，电机的剩余动能复原成为电能，使电源重新充电。这样做的优点是，其中使用电机的系统平均功耗相对较低。尤其是在必须频繁加速或减速的系统中，这更是一个优点。本发明具体可被应用于数据读/写设备，比如光盘或磁盘驱动器，或者磁带驱动器，如VCR(盒式录像机)。这样一种数据读/写设备包括用于接收数据载体的夹持器，用于移动数据载体的电机，按照前述权利要求之一所述电机驱动器，以及用于读出数据载体的读/写单元。但是，本发明另外还适合于使用无线遥控的各种其它应用场合，如剃须刀、风扇和吹风机。以下参照附图更加详细地描述这些以及其它的方面，其中图1示意地表示无刷电机和本发明的驱动器；图2更加详细地表示驱动器的一部分；图2A更加详细地表示所述部分的一个方面；图3表示一个状态的示意图；图4表示驱动器的一种可供选择的实施例；图5示意地示出各种不同信号的幅度随电机转速变化所发生的变化；图6表示驱动器另一部分的实施例；图7表示所述另一部分的第二实施例；图8a-8c示意地表示在驱动器第一操作模式下的各种不同信号；图9a-9c示意地表示在驱动器第二操作模式下的各种不同信号；图10示意地表示数据读/写设备。具体实施方式图1以示意的方式表示一种无刷电机及其驱动器20、30、40。所述电机由它的线圈llu、llv、llw的电感、线圈的电阻12u、12v、12w，以及电压源13u、13v、13w示意地表示，从而可以示意地表示由于反电动势效应的应该以及由于其它通电绕组感应的应该在线圈中所引起的感应电压。所述线圈通常连接到星形接法的星点14。驱动器包括控制器20，输出级30，其中输出级30具有多个模块30u、30v、30w，每个模块提供多相无刷电机10的相应的相位线圈llu、llv、llw。所述电机优选为三相电机，并且输出级30具有对应的相位数。按照另一种可供选择的方式，所述电机可以具有其它的相位数，如二相，或者大于三相。不过己经发现，三相电机和相关驱动器的制造是最为经济的，同时，电机能够具有良好的性能，比如低的纹波。图l所示的驱动器具有反电动势检测器40，该检测器40包括耦合到线圈的前置放大器部分41、用于滤波前置放大器输出的滤波器42，以及比较器43。在所示的实施例中，每个线圈都耦合到相应前置放大器的一个输入端。每个前置放大器另外还有一基准输入端。基准输入端全都耦合到星形接点14。控制器20用作整流器，用于控制输出级的模块。整流器选择性地允许输出级30的模块30u、30v、30w工作。这种选择性的允许是利用整流频率Fc进行改变的。整流频率F。线性地取决于电机10的转速(VR)，按照下面的关系还记作电机的速度，其中的NF是极对的数目FC=VR.Np可将控制器20实现为一个适当编程的通用处理器，或者实现为专用的硬件。在与电机10的相对较高的速度对应的相对较高的整流频率下，反电动势检测器中的滤波器42具有相对较强的高频传输特性，并在与电机的相对较低的速度对应的相对较低的整流频率下具有相对较弱的高频传输特性。为此，在所示的实施例中，借由来自控制器的信号Fon控制滤波器42:如果整流频率小于预先确定的阈值，比如43赫兹，则接通该滤波器；如果整流频率超过所述值，比如对于有六个电极对的电机而言，这个值对应于430转/分的速度，则断开该滤波器。此外，还可以使用下述的滤波器，它的频率传输特性从在相对较低的整流频率下具有低截止频率的低通特性逐渐变化到在相对较高的整流频率下具有相对较高的截止频率的低通特性。图2更为详细地表示的控制器20具有整流装置21，用于根据电机的位置交替地允许输出级30的对应模块30u、30v、30w工作。整流装置21接收从选择元件24检测到的位置4>。选择元件24接收控制信号Spd，以便或者选择来自静态定位传感器22的输出信号4)s，或者选择来自动态定位传感器23的输出信号cK。由状态机28提供控制信号SpD，下面将参照图3更为详细地描述状态机的工作情况。静态和动态定位设备两者都使用在不通电绕组中测得的信号IND。为此，所述控制器包括另一选择元件27，该选择元件27的输入端被耦合到电机的每个绕组，以便接收信号仏nd、VIND、WIND。所述另一选择元件27由选择信号Suvw控制，该选择信号S^是由整流装置提供的。状态机的状态取决于整流频率。由于在速度和整流频率之间存在固定的线性关系，所以，状态机28的状态可以基于从速度传感器25获得的速度的测量值，从而可以根据由反电动势感应的选择信号IND确定电机的速度。此外，整流装置可以提供代表整流频率的信号。加速度检测器26从这个信号"计算加速度，并且向状态机28提供代表加速度的信号^。状态机28进一步还接收控制信号ADC，该控制信号ADC代表期望的转矩^^。响应这些信号，状态机28确定当前的操作模式，并因此而控制所述信号S^和Fon。状态机进一步还会提供一个输出信号C，用于控制脉冲宽度调制单元29，调节输出级30提供的电流强度。可以利用不同的选择方案来确定或评估电流I的瞬时值，如图2A所示。按照一种优选的实施例，使用关系式V,f"ko)，即所产生的反电动势电压正比于电机常数k和转速w的乘积，在乘法器28A中从瞬时电机速度可计算出反电动势电压的幅度。从速度检测器25得到转速"的值，速度检测器25从反电动势脉冲发生的频率计算转速，但转速按照另一种方式也可以是由整流装置21产生的信号，因为整流装置对于电机来说是相位锁定的。可将电机常数k作为一个固定值来存储，但也可按照另一种方式存储于可编程寄存器28B中，从而使驱动器可以适应不同的电机。此外，还可以由一个部件的阻抗值表示数值k，如用一个电阻器的电阻值表示它，可以将这个部件焊接到驱动器上。减法器28C从提供给电机的电源电压Vin扣除估算的反电动势电压，从而可以估算在100%占空比情况下电机可能消耗的电流。在占空比为S时的实际消耗电流估算值，是在乘法器28E中通过乘以这个占空比的值而获得的。并非是从电机的转速计算反电动势电压的值，而是使用来自乘法器27的反电动势信号通过电压测量单元28F来测量反电动势电压的值。在另一实施例中，控制器20可能有一个输入端，用以接收代表实际电流的电流检测信号Isense。然而，用比如图2A所示的电路估算电流的优点是，可以避免在检测电阻内的功率耗散。电机还具有较大的电压余量。为了能够可靠地检测反电动势脉冲，脉冲宽度调制单元29将电流强度控制在预先确定的最大值，一直到电机10具有预先确定的最小速度为止，并且在整流频率已超过所述预先确定之最小值时，脉冲宽度调制单元29还控制所述电流在由输入信号确定的数值。根据电机的类型和尺寸，整流频率的预先确定的最小值范围可为10-100赫兹，比如43赫兹。电机的实际物理转速VB取决于上述的关系。在电机具有六个电极对的情况下，这对应于430转/分的转速VR。预先确定的电流最好具有在电机启动所需时间可以提供的最大值。己经发现，适宜的预先确定电流是2安培。反电动势检测器的前置放大器部分41具有可控的阈值单元，用于抑制阈值之前的反电动势信号，一直到整流频率达到预先确定的最小值时为止。反电动势信号的转换包含比较，用以确定这个信号的零交叉。在实践中，检测零交叉的准确值已经变成具有一定容差的目标，例如在集成电路工艺中的固有失配。这带来的必然结果是一部分产品可能会要受到拒绝，这是因为反电动势检测器是非常灵敏的，并且所述检测器检测到的是虚假的零交叉。利用在电机的启动阶段抑制阈值之前的反电动势信号，可以避免产生虚假的零交叉。所述阈值应该略高于所发生的与零交叉电平最差的偏差。所加的阈值电压可能随电机的速度逐渐改变，或者可以按照一个或多个台阶那样变化。最合适的阈值取决于反电动势检测器的具体实施方案，并且，比如可以包括5-30毫伏的范围。已经发现，实际值是15毫伏。当对应于上述的最小整流频率43赫兹，电机速度低于430转/分时，所述阈值电压可以采用来自状态机28的信号0on。图3表示本发明无刷电机驱动器之控制器20的状态机28的状态图。通电后，状态机取复位状态RESET。为了使电机10启动，提供代表期望转矩的信号ADC。本文所述的实施例中，值ADC〈-125，这使电机制动刹车，在这个值>=130时，驱动器20、30、40使电机加速或减速到与ADC值相应的转速，而且，对于值125〈ADC〈130而言，转矩为零。这在驱动器的输入-输出传输特性中形成死区。在复位状态RESET,通过设置信号ADC为值>=130，可以激活驱动器。这使控制器20取状态SPS，其中，控制器起动一个有如US6,204,617中所描述的那种静态定位检测方案。在这种状态下，状态机使选择元件24采用控制信号SPD，以从静态位置传感器22中选择静态位置信号(Ds。在状态Sp。期间，状态机28进行控制，使绕组具有相对微弱的电流，或者具有很窄的电流脉冲，这个电流脉冲不足以引起电机的转动。当静态位置检测方案结束时，状态机进入启动模式STARTUP。不管信号ADC的准确值有多大(只要是>=130)，在这个状态下，总要为电机提供最大的预先确定电流1。此外，阈值电压可以采用信号Oon，而且，在具有相对较弱的高频传输特性的模式下，用信号Fon设定滤波器42、142。如果在预定的时间间隔内，比如在100毫秒-l秒的范围内，没有检测到任何反电动势脉冲，则状态机28回到SPS状态。如果所述预定的时间间隔小于100毫秒，比如50毫秒，则有可能发生电机工作的不正确中断。如果预定的时间间隔长于l秒，比如2秒，则万一失效重新启动所需的时间就会不必要地加长。具有代表性的预定时间是300毫秒。--旦电机10达到超过所述预定最小值F.,.的整流频率F(—本例中是43赫兹，状态机28就取前进驱动模式FORWARD。在这种驱动模式下，电机电流不再固定于预先确定的最大值1，而是进行放开，以便经输出信号ADC由用户控制。在前进驱动模式下，脉冲宽度调制控制器将检测到的电机电流维持在与经过输出信号ADC由用户设定的值相对应的水平。前进驱动模式有两个子模式高速子模式，在这种子模式下，电机由高于预先确定的阈值频率的整流频率驱动；低速子模式，在这种子模式下，电机由低于所述预先确定的阈值频率FT的整流频率驱动。在本实施例中，所述预先确定的阈值频率等于预先确定的最小值43赫兹，状态机28这时的工作模式从STARUP过渡到F0RWART，从而重新使用这个比较器硬件。因此，状态机28在这个过渡以后直接釆取高速子模式。然而，如果整流频率减小到低于阈值频率Fr，则采取低速子模式。在低速子模式下，由信号0on重新允许阈值电压，并且在具有相对较弱的高频传输特性的模式下，利用信号Fon设定滤波器42。在高速子模式下，阈值电压是禁用的，并且，在具有相对较强的高频传输特性的模式下，用信号Fon设定滤波器42。如果给信号ADC指定的值<=125，则控制器根据整流频率取模式ACTIVEBRAKE或SHORTBRAKE之一。如果整流频率高于另一个阈值频率FT2，这里的FT2是22赫兹，则选择ACTIVEBRAKE模式。这里，使用电源在电机中产生减速转矩。像在FORWARD模式下那样，ACTIVEBRAKE模式具有低速子模式和高速子模式。像在FORWARD模式下那样，对于滤波器42和前置放大器部分41的阈值进行模拟控制。整流频率一旦下降到低于另一个阈值速度FT2，控制器取短制动模式SHORTBRAKE。转向短制动模式的目的是为了防止反向转动。这使得电机能够利用短路电机终端进行制动。如果在另一个预先确定的时间间隔没有检测到任何反电动势脉冲一这个时间间隔可能等于早些时候已经提到过的预先确定的时间间隔，比如300毫秒，则控制器随后取停止模式ST0P。在这种模式下，电机终端的短路已经终止，并且电源已经切断。按照另一种可供选择的方式，电源可能在SHORTBRAKE模式中就已经切断。图4表示一种可供替换的实施例，其中，反电动势检测器的元件是共享的。这里与图1中部件对应的那些部件的标号高出100。本实施例中的反电动势检测器140包括多路转换器144，该多路转换器144交替地选择电机绕组之一，即选择没有通电的绕组，并向前置放大器141提供从该绕组接收的信号。通过由整流器21提供的控制信号S,来控制选择元件144。本实施例中，控制器20中的选择元件27多余的。图5示意地表示出所产生的反电动势电压和脉冲宽度调制切换干扰随转速的变化而变化的情况。在相对较低的转速下一这里为小于400转/分，反电动势信号相对较弱，但滤波器抑制了由脉冲宽度调制单元29引起的相对较高频率的切换干扰，因此，反电动势信号仍可被很好地检测到。在相对较高的转速，即〉400转/分的情况下，切换干扰不再受到抑制，但反电动势信号的幅度已经增加到足以被很好地检测到。在零转速下，反电动势信号是零。尽管如此，由于反电动势比较器信号路径方面的编程偏差的缘故，系统在启动时的灵敏度具有非零的"反电动势"信号。反电动势零交叉比较器仅在反电动势信号超过偏置值时翻转。这说明在0转/分时有非零的反电动势信号。然而，由于初始启动电流I肌很大，所以在STARTUP模式下，电机的转速得到充分的加速，可以提供第一个足够强的反电动势脉冲，以致可以检测到。图6表示输出级30、130模块的实施例。图6中与图1对应的那些部件的参考标号高了200。比如模块30U，它包括具有高端开关231a和低端开关231b的桥式电路、用于分别控制高端开关231a和低端开关231b的控制缓冲器232a、232b，以及齐纳二极管233。所述控制缓冲器具有输入端CuH和(V，用于切换输出信号的值。所述模块需要具有高阻抗断开状态，为的是不致破坏整流的反电动势检测相位。齐纳二极管233提供高端开关231a的栅-源电压保护。但这样做的缺点是，齐纳二极管233的偏置电流将会流到输出端，破坏反电动势检测。图7表示第二实施例，其中的高端开关利用分开的源通路336和吸收通路335进行保护。这里与图5中对应部分的参考标号高出100。分开的源通路336和吸收通路335可以快速地从控制缓冲器332a吸收和付出电流。表1以示意的方式表示出在硬切换操作模式SPEEDY下，驱动器的整流状态1-24。每个状态都应用于电机的一个特定的位置范围。状态n应用于范围(n-l).15°《(Kn.15°。该表示出输出级30的每个输出模块30U、30V、30W的状态。例如，"h和CuL分别是对于输出级30的模块30U的高端切换元件231a和低端切换元件231b的控制电压的逻辑值。对于模块30V的控制信号Cvh和Ca，以及对于模块30W的控制信号"和C孔来说，都是按照类似的方式确定的。值1表示切换元件在导通模式(也称允许模式)下由控制电压控制。值0表示切换元件在非导通模式(也称禁止模式)下由控制电压控制。P表示切换元件按照脉冲宽度调制信号交替地在导通模式和非导通模式中进行控制。值Pi也表示切换元件按照脉冲宽度调制信号交替地在导通模式和非导通模式中进行控制，但与由P控制的元件的相位相反。在整流装置21的每个状态期间，电机驱动器输出端U。、V。、W。之一提供恒定的电源电压，第二个输出端交替地提供第一和第二电源电压，第三个输端保持高阻抗状态。例如，在整流状态l期间，输出模块30U高端开关是被允许的，低端开关是被禁止的，所以它的输出端234提供第一电源电压Vdd。在整流状态l中，模块30V的两种开关都是被禁止的，所以它的输出端是高阻抗状态。在状态1中，模块30W的高端开关231a和低端开关231b通过脉冲宽度调制控制器交替地被允许和被禁止。高端开关231a按相反的相位(Pi)被切换到低端开关231b的状态(P)。每个开关都要按照切换方案进行控制，在切换方案中，依次是4个状态的允许(l)、两个状态期间由脉冲宽度调制控制的切换(P)、4个状态期间的禁止(O)、两个状态期间由反向脉冲宽度调制控制的切换(Pi)、4个状态期间的禁止(O)、两个状态期间由脉冲宽度调制控制的切换(P)。对于一对低端开关231b的切换方案相对于它的高端配对部件231a在时间上移动了12个状态(180°)。每个模块都有一个模块切换方案，所述模块切换方案包括用于它的两个开关的切换方案。对于3个模块，模块切换方案相互之间移动了8个状态(120°)，也即模块30U的模块切换方案的状态n模24对应于模块30W的状态(n+8)模24，并且，对应于模块30V的状态(n+16)模24。表2表示硬切换反向操作模式，可用于有效地制动电机。正如这里可以看到的，每个开关依次地执行在4个状态期间利用反向脉冲宽度调制控制的允许、6个状态期间的禁止、2个状态期间的允许、4个状态期间利用反向脉冲宽度调制控制的允许、2个状态期间的允许、6个状态期间的禁止。有如在硬切换的前进操作模式中那样，对于一个开关中的低端开关231b的切换方案，相对于硬端配对部分231a在时间上移动了12个状态(180°)。对于3个模块，模块切换方案相互之间还要移动8个状态(120°)。图8a-8c以示意的方式表示所述各种不同的信号与时间t的函数关系，其中图8a表示模块30U提供的相对于地的电压U。-GND;200680029150.9说明书第12/16页图8b表示穿过绕组11U的电流Iu;图8c表示模块30U提供的相对于星点14、114的电压U。-lT。表3表示软切换前进操作模式。软切换操作模式的优点在于，比起硬切换操作模式的驱动来，电机电流的行为更类似于正弦，因此，可以减小可听见的噪声。软切换前进操作模式不同于硬切换操作模式之处是软切换操作模式至少具有一个状态，在这一状态期间，两个输出模块同时并且同相地提供在第一和第二电源电压之间交替的输出电压。例如，在状态2期间，模块30V和30W同时提供在脉冲宽度调制循环的第一部分期间的第一电源电压(Vss)和在脉冲宽度调制循环的第二补加部分期间的第二电源电压(Vdd)。此外，在整流装置21的一个状态的至少一部分期间，电机驱动器输出端之一提供恒定的电源电压，第二个输出端交替地提供第一和第二电源电压，第三个输出端交替地在高阻抗状态和与第二输出端一起同时提供第一电源电压的状态之间进行切换。例如，在状态3期间，模块30U的输出端提供第二电源电压Vdd，模块30V的输出端交替地提供在脉冲宽度调制循环的第一部分期间的第一电源电压(Vss)和在脉冲宽度调制循环的第二补加部分期间的第二电源电压(Vdd)，而且，在状态3的至少一部分期间，模块30W的输出端交替地提供在脉冲宽度调制循环的第一部分期间的第一电源电压(Vss)和在脉冲宽度调制循环的第二补加部分期间的高阻抗状态。己经发现特别有利的是，所述输出端交替地提供第一电压并且是处于高阻抗状态的整流状态的这部分，它是处在所述整流状态的结束，并且具有固定的持续时间一这里是80微秒。在所述整流状态的开始时，应该向它的前一个状态那样切换输出端。这样做使得相关的线圈可以逐渐放电。因为这样做有一个固定的持续时间，所以，与一个整流状态的持续时间相比的相对持续时间随着电机速度的增大而增长。在这个整流状态的最后的固定部分期间，占空比减小的数目是固定的，如8步，从瞬时占空比P减小到0%。在允许开关工作的情况下(l)，占空比从100%逐步减小到0%。在表1中可以看出，在4个整流状态的期间保持开关是允许的(1)，在3个整流状态期间用脉冲宽度调制切换所述开关(P)，在2个状态期间保持开关是禁止的(O)，在3个整流状态期间用反向脉冲宽度调制切换所述开关(Pi)，在4个状态期间保持开关是禁止的(0〉，在3个整流状态期间再一次地用反向脉冲宽度调制切换所述开关(Pi)，其中在第3个状态的最后一部分使所述开关禁止(O)并且在随后的两个状态期间保持开关禁止(0)，并且随后在3个整流状态期间用脉冲宽度调制切换所述开关(P)。像其它的开关模式一样，一对开关的低端开关231b相对于高端开关231a在时间上移动了12个状态(180°)。对于3个模块，它们的模块切换方案相互之间也是移动了8个状态(120°)。图9a-c以示意的方式表示相关的信号。与硬切换前进操作模式的情况相比，电机消耗的电流IU的形状明显地比较光滑。图9a表示模块30U提供的相对于地的电压U。-GND;图9b表示穿过绕组11U的电流Iu;图9c表示模块30U提供的相对于星点14、114的电压U。-U*。表4表示反向软切换操作模式，这种模式适合于相对较慢但有效的电机制动，可听噪声水平相对较低。在反向软切换操作模式中，整流器具有至少一个状态，在此状态期间，输出级的第一和第二输出端两者都提供第一电源电压Vdd，而第三输出端交替地提供第一电源电压Vdd和第二电源电压Vss。对于一个特定开关的整个切换循环而言，它包括以下的顺序在4个状态期间用向脉冲宽度调制切换所述开关(Pi)，在5个状态期间保持开关禁止(O)，在3个状态期间保持开关允许(l)，在4个状态期间用脉冲宽度调制切换所述开关(P)，在2个状态期间保持开关允许(l)，并且在此之后的两个状态的第一部分状态期间保持开关允许(l)，在这个第一部分之后的5个相继的状态期间禁止所述开关并且保持禁止。有如其它的切换模式那样，这对开关中的低端开关231b的切换方案相对于它的高端配对部件231a在时间上移动了12个状态(180°)。对于3个模块，模块切换方案相互之间移动了8个状态(120。)。下面再参照图3，可以看出，在每个模式ACTIVEBREAK和FORWARD下，每个子模式LOWSPEED和HIGHSPEED都有亚子模式SPEEDY和STEADY。当在两个随后的反电动势脉冲之间的时间间隔内的相对变化小于预先确定的数值的时候，驱动器在FORWARD模式中的优选实施例取亚子模式SPEEDY。在亚子模式STEADY,驱动器应用如表3所示的软切换前进操作模式。当在两个随后的反电动势脉冲之间的相对变化大于预先确定的数值的时候，驱动器取亚子模式SPEEDY,驱动器应用如表l所示的硬切换前进操作模式。适宜的预先确定数值的范围是10-15%。如果预先确定的数值大于15%，比如20%，则可能发生的情况是，在电机已经快速加速的情况下，驱动器仍在软切换前进操作模式下工作，在这种情况下，可能破坏所述的加速。如果预先确定的数值小于10%,比如5%，则可能发生的情况是，甚至于电机在相对较低的加速时，驱动器仍旧在硬切换前进操作模式下工作，由此产生不必要的噪声。类似地，在BRAKE模式下，当在两个随后的反电动势脉冲之间的时间间隔内的相对变化小于预先确定的数值的时候，驱动器取亚子模式STEADY。在BRAKE模式的亚子模式STEADY,驱动器应用有如表4所示的软切换前进操作模式。当在两个随后的反电动势脉冲之间的相对变化大于预先确定的数值的时候，驱动器取亚子模式SPEEDY,驱动器应用有如表2所示的硬切换制动操作模式。图10示意地表示出一种数据读/写设备。它包括保持器(此处为轴60)，用于接纳一个数据载体50。轴借由电机10而旋转，从而移动数据载体。电机是由上面所述电机驱动器20、30、40驱动的。数据读/写设备具有读/写单元70、70A，即该读/写单元包括读/写头70A和信号处理单元70。可以将所述数据读/写设备布置成用来读出数据，写入数据，或者两者皆可。在布置用于读出的设备中，信号处理单元70将读/写头提供的信号转换成输出信号。信号处理单元70可以包括一些常规的模块，用于滤波、放大、数字/模拟转换、通道译码、误差检测，以及用于读出数据载体的校正。在安排成用于写入的设备中，信号处理单元70将输入信号转换成用于写入数据载体的合适的信号，其中使用了用于模拟/数字转换、滤波、放大、误差校正编码、通道编码、等模块。各种不同的技术都可用于写入数据载体，例如磁的或光的。通过一个或多个执行装置可以定位读出头70A。应予说明的是，本发明的保护范围不限于这里所述的实施例。虽然在电机驱动器的应用范围内的读写设备中具体地描述了电机驱动器，但电机驱动器还可以应用在各种不同的其它设备中，例如剃须刀、吹风机、风扇。驱动器的的各种不同的设定值是可以编程的，例如，通过编程控制寄存器中的一个值编程，这个值比如是预先确定的最小电机速度、控制器从有效制动变到短制动的电机速度、检测反电动势脉冲的时间限制值、对于在两个相继的反电动势脉冲之间相对变化的预定值的设定值。可以用硬件、软件，或者它们的组合来实现系统的各个部分。本发明的保护范围不受权利要求书中参考标号的限制。术语"包括"并不排除存在除了权利要求中提到的部件以外的其它部件。在元件前边的术语"一个"并不排除存在多个这样的元件。形成本发明的一部分的装置既可以用专用硬件的形成实现，也可以用编程的通用处理器的形式实现。本发明寓于每一个新的特征或新的特征的组合之中。表l:硬切换前进操作模式<table>tableseeoriginaldocumentpage18</column></row><table>表2:硬切换反向操作模式<table>tableseeoriginaldocumentpage18</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage19</column></row><table>权利要求1.一种无刷电机(10)用的驱动器，包括—静态位置检测装置(22)；—反电动势检测器(40)，用以检测反电动势信号；包括—滤波器(42)，用以滤波反电动势信号；—输出级(30)，包括至少三个模块(30u、30v、30w)，用以向电机(10)相应相位的线圈(11u、11v、11w)提供电流；—整流装置(21)，根据电机的位置(Φ)选择性地允许输出级(30)的相应模块(30u、30v、30w)工作，所述选择性地允许工作是以整流频率(Vc)交替的，所述整流装置(21)在电机启动时由静态位置检测装置(22)控制，并在第一个测得的反电动势脉冲之后由反电动势检测器(40)控制；—脉冲宽度调制单元(29)，在整流频率具有预先确定的最小值(FT)之前，按预先确定的最大值(IMAX)控制向电机提供的电流强度，并在整流频率超过所述最小值时，按由输入信号(ADC)确定的值控制所述电流强度，所述滤波器(42)在相对较高的整流频率下具有相对较强的高频传输特性，并在相对较低的整流频率下具有相对较弱的高频传输特性。2.根据权利要求1所述驱动器，其特征在于，反电动势检测器(40)具有阈值单元(41)，用以抑制阈值之前的反电动势信号，直至整流频率具有预先确定的最小值(F》时为止。3.根据权利要求1所述驱动器，其特征在于，所述驱动器具有硬切换操作模式(SPEEDY)，其中在整流装置(21)的每个状态期间，电机驱动器输出端(U。、V。、W。)之一提供恒定的电源电压，第二个输出端交替地提供第一和第二电源电压，第三个输出端保持高阻抗状态。4.根据权利要求1或2所述无刷电机驱动器，其特征在于，所述驱动器具有软切换操作模式(STEADY),软切换操作模式具有至少一个状态，在此状态期间，两个输出模块同时并且同相地提供在第一和第二电源电压之间交替变化的输出电压。5.根据权利要求4所述无刷电机驱动器，其特征在于，在整流装置(21)的至少一部分状态期间，电机驱动器的一个输出端提供恒定的电源电压，第二个输出端交替地提供第一和第二电源电压，第三个输出端在高阻抗状态和由第二输出端同步提供第一电源电压的状态之间交替地切换。6.根据权利要求5所述无刷电机驱动器，其特征在于，所述整流装置的所述部分状态是所述整流状态的结束，并有固定的持续时间。7.根据权利要求1或2所述无刷电机驱动器，其特征在于，所述驱动器具有软切换反向操作模式，其中整流装置具有至少一个状态，在此状态期间，输出级的第一和第二输出端两者都提供第一电源电压(Vdd)，第三输出端交替地提供第一电源电压(Vdd)和第二电源电压(Vss)。8.根据权利要求3或4所述无刷电机驱动器，其特征在于，在两个相继的反电动势脉冲之间的时间间隔的相对变化小于预定值时，所述驱动器取软切换操作模式(STEADY),在所述相对变化大于所述预定值时，所述驱动器取硬切换操作模式(SPEEDY)。9.根据权利要求l所述无刷电机驱动器，其特征在于，若两个相继的反电动势脉冲之间的时间间隔大于预先确定的时间间隔，整流装置(21)的状态由静态位置检测装置(22)控制。10.根据权利要求1所述无刷电机驱动器，其特征在于，所述驱动器具有第一制动模式，其中将电机的剩余动能复原成电能，给电源重新充电。11.根据权利要求6所述无刷电机驱动器，其特征在于，所述电机驱动器具有第二制动模式，其中电机通过阻力损耗被制动。12.—种数据读/写设备，包括接纳数据载体用的保持器，移动数据载体用的电机，驱动电机用的前述权利要求之一所述电机驱动器，以及读取数据载体用的读/写单元。全文摘要一种用于无刷电机(10)的驱动器，包括静态位置检测装置(22)，用于检测反电动势电压的反电动势检测器(40)，包括滤波器(42)。驱动器还包括输出级(30)，输出级(30)至少有3个模块(30U、30V、30W)，用于向电机(10)相应相位的线圈(11U、11V、11W)提供电流，以及整流装置(21)，用于根据电机的位置($)选择地允许输出级(30)的相应模块(30U、30V、30W)工作。利用整流频率(V<sub>E</sub>)选择地改变所允许的工作。电机启动时，整流装置(21)由静态位置检测装置(22)控制，并在第一个测得的反电动势脉冲之后由反电动势检测器(40)控制。在整流频率具有预定的最小值(F<sub>E</sub>)之前，脉冲宽度调制单元(29)用来控制以预定的最大值(I<sub>MAX</sub>)向电机提供的电流强度，并在整流频率已超过所述最小值时，将电流强度控制在由输入信号(ADC)确定的值。滤波器(42)在相对较高的整流频率下具有相对较强的高频传输特性，并在相对较低的整流频率下具有相对较弱的高频传输特性。文档编号H02P6/18GK101258672SQ200680029150公开日2008年9月3日申请日期2006年8月2日优先权日2005年8月9日发明者吉安·霍赫扎德申请人:Nxp股份有限公司