专利名称：电源转换电路的斜率补偿方法及其电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿方法 及其电路，尤其涉及一种以斜率补偿电路抑制切换开关产生噪声的峰值电流控 制模式的电源转换电路。
背景技术：
目前直流对直流转换器是将直流电源处理成单组或多组不同电压直流电 源后输出，以供应电路板上不同电路单元使用，或是不同电子装置使用。直流对直流转换器的控制方式有许多不同类型， 一种为峰值电流控制模式 的电源转换电路，此种峰值电流控制模式具有电路精简的优点，但缺点就是由于噪声使得抑制能力差。请参阅图8所示，图8为一既有峰值电流控制模式的 直流对直流转换电路50，其包含有一第一及第两个顺向式转换器51、 52，至少由二组高频变压器T3、 T4及 二主开关Q1、 Q2所组成；其中各高频变压器T3、 T4的一次侧连接对应主开 关Q1、 Q2，由主开关Q1、 Q2启闭决定一次侧电流产生与否，至于各高频变 压器T3、 T4的二次侧输出端即为电源转换电路50的输出端；及一脉宽调变控制器53,其包含有二脉宽调变输出端0UT1、 0UT2、 二个 输出电压回馈输入端COMPl、 C0MP2及二电流回授输入端CS1、 CS2,其中 二脉宽调变输出端OUTl、 OUT2连接至第一及第两个顺向式转换器51、 52 的主开关Q1、 Q2控制端，又二输出电压回馈入端COMPl、 COMP2则耦合 至对应顺向式转换器51、 52的直流电源输出端，以取得对应二直流电源输出 端的二电压回授信号Verrorl、 Verror2;又，各电流回授输入端CS1、 CS2取 得其对应高频变压器T3、 T4 一次侧的电流状态的电流回4受信号。上述直流对直流转换电路50是使用以电流峰值比对进行脉宽调变的控制 方式，请先参阅图9所示，图9为二主开关Ql、 Q2分别以开50%脉宽的脉宽
信号驱动时，量得两电流回授输入端CS1、 CS2的电流回授信号的理想波形， 亦即当第 一 电子开关的导通时间达50°/。脉宽时间时，第 一 电流回授输入端CS1 的回授电流峰值对应的电压值VCS1会大于第一电压回4受信号的电压值 VCOMP1,此时该脉宽调变控制器53会关闭第一主开关Ql并同时控制第二 主开关Q2导通，同理，当第二电子开关Q2导通时间达50。/。脉宽时间，该脉 宽调变控制器53会将第二电流感应端CS2的回授电流峰值对应电压值VCS2 与目前第二电压回授信号电压值VCOMP2进行比对，并于判断第二电流感应 端CS2的电流峰值所对应电压VCS2大于目前第二电压回々贵信号VC0MP1 时，即关闭第二主开关Q2并同时控制第一主开关Ql,令第一及第二主开关 Ql、 Q2的脉宽分占一完整脉宽周期的一半。由前述说明可知，脉宽调变控制 器53是依据目前各高频变压器T3、 T4 一次侧电流回授信号的电流峰值，转 换成对应的电压值，再与对应高频变压器T3、 T4二次侧输出电压的电压回授 信号电压值进行比对， 一旦电压峰值大于回授电压电压值，则交替改变目前第 一及第二主开关Q1、 Q2的启闭状态。然而，当二主开关Q2分别被以开大于50%脉宽调变信号所驱动情况后， 峰值电流模式的控制方式将不如前述理想。假设第一及第二主开关Q1、 Q2分 别被55%脉宽调变信号所驱动，请配合参阅图10所示，在tlO时间只有第一 主开关Ql被驱动导通时，理论上第一主开关Ql应在t12时间到达55%脉宽 时间而被关闭，但却因为早于t12时间点的t20时间点先到达而要驱动第二主 开关Q2导通；由于第二主开关Q2于t20时间点被驱动导通，使得第一电流 回授输入端CS1的电流波形在tll时间产生瞬间突〉先而此一瞬间突波产生会 导致脉宽调变控制器53，在判断第一电流回授信号对应的电压峰值VCS1会 高于其二次侧回授电压信号的电压值VC0MP1，进而关闭第一主开关Ql,如 理想波形(虚线标示处)所示第一主开关Q1被提早关闭第一主开关Q1即不 会耦合影响已导通第二高频变压器T4的一次侧电流波形，则如图ll所示，第 一及第二高频变压器T3、 T4的输出直流电源则无法避免产生振荡。同理，当 第二主开关Q2导通时间接近55%脉宽时间t21，会因为第一主开关Ql再被脉 宽调变控制器53在t13时间点被驱动导通，其导通瞬间会再耦合影响目前导 通的第二高频变压器T4 一次侧电流产生瞬间突波，令第二电流回授信号对应
的电压峰值VCS2在t21时间点上已高于第二电压回授信号所对应的电压值 VCOMP2，而关闭第二主开关Q2，同理相较于理想波形(如虚线所示)，因该 第二主开关Q2提早关闭，且关闭瞬关即不会耦合影响已导通第一高频变压器 T3的一次侧电流波形，但仍造成振荡直流电源。由上述说明可知，只要第一及第二电子开关Q1、 Q2的脉宽调变信号大于 50%时，第一及第两个顺向式转换器51、 52的工作周期会相互重迭，此时电 子开关关闭时产生的噪声会耦合于另 一组电源电流波形上，影响以电流峰值决 定关闭电子开关的判断，进而造成输出的振荡现象。因此，目前峰值电流控制 模式的直流对直流转换电路须进一步改良设计，以提供更稳定的直流电源。发明内容本发明的目的是提供一种斜率补偿电路，所述电源转换电路包含有两个顺 向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺 向式转换器分别包含有一高频变压器及一串联于高频变压器一次侧的第一及 第二主开关，所述斜率补偿电路包含有一第一充电回路，包含有两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其 中所述第一串if关电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另 一端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有以两电阻串联而成的一第二串耳关电阻，所述第二 串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第三及第四电子开关，分别对应连接至第一及第二串 联电阻的串联节点；其中第三电子开关的控制端连接至所述第一顺向式转换器 第一主开关的控制端，而第四电子开关的控制端则连接至所述第两个顺向式转 换器第二主开关的控制端；因此，第三及第四电子开关即分别与第一及第二主 开关同步启闭。所述第 一及第二串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二 极管。所述电容另一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出 直流电压端，其中所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光
敏晶体管则连接至所述电容。所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串耳关电阻的电阻相同。 所述电源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一高频变压器及一串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开关，所述斜率补偿电路包含有 一第一充电回路，以两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中所 述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一端 连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回if各，包含有以两电阻串联而成的一第二串^:电阻，该第二串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第三及第四电子开关，分别对应连接至第一及第二串 联电阻的串联节点；其中所述第三及四电子开关的控制端分别连接一比流器， 其两比流器分别耦合连接至对应第一及第二高频变压器一次侧，以感应对应高 频变压器一次侧的电流信号，使第三及四电子开关与第一及第二主开关同步启 闭。所述第 一及第二串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二极管。所述电容另一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出 直流电压端，其中所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，所述 光敏晶体管则连接至所述电容。所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 本发明还提供了 一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿 电路，所述电源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转 换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一高频变压器及 一串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开关，所述斜率补偿电路包含有 一第一充电回路，包含两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中 所述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一
端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有由两电阻串联而成的一第二串联电阻，所述第二串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第一及第二二极管，其中所述第一二极管二阳才及连接 至第二串联电阻串联节点，又其阴极则连接至第三主开关控制端；而第二二极 管阳极则连接至第一串联电阻串联节点，又其阴极连接至第四主开关控制端。所述第 一及第二串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二 极管。所述电容另一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出 直流电压端，其中所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光 敏晶体管则连接至所述电容。所述第 一 串Jf关电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 所述第一串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 本发明进一步提供了 一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率 补偿电路，所述电源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向 式转换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一 高频变压 器及一串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开关，所述斜率补偿电路包含有一第一充电回路，，由两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中 所述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一 端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有由两电阻串联而成的一第二串联电阻，所述第二 串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第一及第二二极管，其中所述第一二极管的阳极连接 至第二串联电阻串联节点，而第二二极管阳极则连接至第 一 串联电阻串联节 点，又其二阴极分别连接一比流器，其两比流器分别耦合串连接至对应第一及 第二高频变压器一次侧，以感应对应高频变压器一次侧的电流信号，令第一及 第二二极管与第二及第一主开关同步启闭。所述第 一及第二串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二 极管。所述电容另一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出 直流电压端，其中所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光 敏晶体管则连接至所述电容。所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 所述第 一 串联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。 本发明进一步提供了 一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率 补偿方法，所述电源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向 式转换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一 高频变压器及一串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开关；所述斜率补偿方法包含 有取得与第 一及第主开关驱动信号的同步信号；产生一组三角波信号，该三角波信号的上升时间由第一及第二主开关驱动 信号决定；及将三角波信号加入一对应该电源转换电路其中一输出直流电压回授信号 大小，且用来作比对电流峰值用的电压回授信号中，以构成一较直流电压回授 信号准位为高的三角波直流电压回授信号，该三角波直流电压回授信号输入至 脉宽调变器的输出电压回馈输入端中，令该脉宽调变器以所述三角波直流电压 回授信号与第 一及第二高频变压器 一次侧电流信号对应电压值进行峰值比 对，决定二主开关的驱动信号。所述同步信号自第一及第二主开关驱动端取得。所述同步信号自第一及第二主开关驱动信号由耦合连接于两高频变压器 一次侧的比流器取得。与现有技术相比，本发明具有以下有益效果本发明的斜率补偿电路的第三及第四电子开关与第一及第二主开关同步 启闭，故可令电容充放电产生的三角波的上升时间，与第一及第二高频变压器 一次侧电流导通时间相同；又，该电容连接至该脉宽调变控制器的输出电压回 馈输入端，故可对原本输入至该输出电压回授输入端的电压回授信号进行补 偿，而补偿成为一较直流电压回授信号准位为高的三角电压回授信号；因此，
该脉宽调变控制器输出高于50%脉宽调变信号至二主开关时，即能有效避免因 为高频变压器的导通电流信号突波，提早让目前高频变压器的电子开关关闭的 缺点。
图1为本发明应用于一峰值电流控制模式的电源转换电路的详细电路图；图2A至图2C为本发明第一较佳实施例与脉宽调变控制器电压回馈端及 电压回授信号源的等效电路；图3A至图3F为本发明图1中脉宽调变控制器各输入及输出端的电压及 电流波形图；图4A至图4B为本发明高准位三角波电压回授信号波与第一高频变压器 一次测导通电流所对应电压波形比较图；图5为本发明三角波产生单元第二较佳实施例电路6为本发明三角波产生单元第三较佳实施例电路图图7为本发明三角波产生单元第四较佳实施例电路图图8为既有峰值电流控制模式电源转换电路的电路图图9为图8中脉宽调变控制器输出50%脉宽调变信号下的二电流回授输入 端的电流波形图；图10为图8中脉宽调变控制器输出55%脉宽调变信号下的二电流回授输 入端的电流波形图；图11为图8中电源输出端的电压波形图。 其中，10电源转换电路 12第两个顺向式转换器 21、 21a、 21b、 21c斜率补偿电路 22第一串联电阻 24电容26第四电子开关 28第一比流器11第一顺向式转换器 13脉宽调变控制器23第二串联电阻 25第三电子开关 27顺向二极管 29第二比流器30第一二极管50直流转换电路 52顺向式转换器31第二二极管 51顺向式转换器 53脉宽调变控制器具体实施方式
为了有效消除因电子开关启闭切换噪声造成输出直流电源振荡缺点，帮助 采用电流峰值控制模式的直流对直流转换电路，输出稳定的直流电源，本发明 提供了一种斜率补偿方法和补偿电路。授信号进行斜率补偿，令此一补偿后的三角波直流电压回授信号与导通电流信 号进行后续电压大小比对时，而能有效避免导通电流信号上的突波提早让目前 高频变压器的电子开关关闭的情况。下面结合附图对本发明的具体实施方式
作进一步详细说明。 如图1所示，图1为本发明用于一种峰值电流控制模式的电源转换电路 10中的斜率补偿电路21a，其中为有效减少使用高效率且体积大的变压器，此 一电源转换电路将第一及第两个顺向式转换器11、 12的输出并联，只提供一 组输入直流电源OUT，又第一及第两个顺向式转换器11、 12由一脉宽调变控 制器13予以控制，其分别包含有一第一或第二高频变压器T1、 T2，其一次侧连接至一输入直流电源；及 一第一或第二主开关Q4、 Q6，串连接于该高频变压器T1、 T2的一次侧， 通过所述第一或第二主开关Q4、 Q6的启闭决定高频变压器T1、 T2电流导通 否。又，上述脉宽调变控制器13包含有二脉宽调变输出端OUTl、 OUT2，分别连接至对应第一及第两个顺向式 转换器ll、 12、的第一及第二主开关Q4、 Q6控制端；二输出电压回馈输入端C0MP1、 C0MP2,分别耦合于对应第一或第两个 顺向式转换器ll、 12的直流电源输出端，以取得一组输出电压回授信号；及二电流回授输入端CS1、 CS2分别取得第一及第二高频变压器T1、 T2 — 次侧的导通电流信号。流电压回
至于本发明斜率补偿电路21a的输入端耦合连接至一组直流电源输出端，由于本实施例应用于单组输出直流电源的电源转换电路中，故本实施例斜率补偿电路的输出端则耦合连接至该脉宽调变控制器13的二输出电压回馈入 端COMPl、 COMP2中，以将一比原直流电压回授信号准位高的三角波直流 电压回授信号，与直流电压回授信号同时输入至该脉宽调变控制器13的二输 出电压回馈输入端COMPl、 COMP2。请配合参阅图2C所示，上述斜率补偿电路21a包含有一第一充电回路，包含有两电阻R63、 R66串接而成的一第一串联电阻22 及一电容24，其中该第一串联电阻22两端分别连接该电容24 —端及一第一 直流电源+Vl，又该电容24另一端连^^妻至该脉宽调变控制器13的输出电压回 馈输入端C0MP1、 COMP2;一第二充电回路，包含有由两电阻R68、 R67串联而成的一第二串联电阻 23，该第二串联电阻23与第一串联电阻22并联；及一放电回路，包含一第三及第四电子开关25、 26，分别对应连接至第一 及第二串联电阻22、 23的串联节点；其中第三电子开关25的控制端连接至上 述第一顺向式转换器第一主开关Q4的控制端，而第四电子开关26的控制端 则连接至上述第两个顺向式转换器第二主开关Q6的控制端；因此，第三及第 四电子开关25、 26即分别与第一及笫二主开关Q4、 Q6同步启闭。以下进一步说明上述斜率补偿电路三角波产生单元21a实施例产生高直 流准位之三角波直流电压回授信号的方式请同时参阅图l及图2A至2C，由于上述斜率补偿电路21a输出端连接至 脉宽调变控制器13的输出电压回馈输入端C0MP1、 COMP2,又此一输出电 压回馈输入端C0MP1、 COMP2通过一内电阻RIN连接一第二直流电压源 V2,其电压低于第一直流电压源V，故其等效电路如图2A至2C电路所示， 又为方便说明起见，令光耦合器M4的光敏晶体管设假为一电流源10。配合图3A至图3F所示，当脉宽调变控制器13输出一由U0至tl2的脉 宽信号予第一主开关Q4时，会令第一主开关Q4导通，故此时通过第一比流 器T3感应得第一高频变压器Tl具有导通电流；在此同时，本发明的该第三 开关25亦同时导通，而第二主开关Q6及第四电子开关Q6、 Q1626则呈现关 闭状态；由于第一电压源VI电压高于第二电压源V2,以及第三电子开关25 令第一充电回路串联节点短路，因此第一电压源VI会通过第二充电回路对电 容充电，如图2A所示，且VC0MP1及VCOMP2电位上升；再请参阅图2B, 当脉宽调变控制器13在tl1至tl2时间控制第二电子主开关Q6导通，即使得 此段时间第三及四电子开关25、 26会同时导通，而令前段时间充满电荷的电 容24开始通过导通的第三及四电子开关25、 26对地放电且VCOMPl及 VCOMP2电位下降；请配合参阅图4A至图4B所示，当电容24放电至一段 时间时，会与第 一高频变压器Tl的导通电流信号之电流峰值所对应的电压值 VCS1交会，此频率宽调变控制器13即立即控制第一主开关Q4及第三电子开 关25关闭；又如图2C及图3A至图3F所示，此频率宽调变控制器13仅继续 控制第二主开关Q6及笫四电子开关Q6、 26导通，而电容24亦通过第一充电 回路进行充电，脉宽调变控制器13再控制当第一主开关Q4及第三电子开关 25导通时，电容24即会进行放电，令三角波电压回4受信号VCOMPl及 VCOMP2下降，直到与第二高频变压器T2的导通电流信号的电流峰值对应电 压值VCS2交会时，脉宽调变器13即关闭第二主开关Q6及第四电子开关26^ 如此循环工作。由图4A、图4B可知，本发明斜率补偿电路确实对电源转换电路的输出 直流电压进行斜率补偿，令原本直流的输出电压回授信号补偿成为一较原输出 电压回授信号电压准位较更高之三角波电压回授信号VCOMP、 (VCOMP2， 如此一来，即能有效地避免因高频变压器导通，所产生的之电压突波提早关闭 二主开关Q4、 Q6,而能正确地于第一及及第二主开关Q4、 Q6原本预定的脉 宽宽度到达时关闭，而不会提早关闭第一及第及第二开关Q4、 Q6。至于高准 位的三角波电压回授信号上升斜率及下降斜率可因使用的第一及第二回路的 电阻值及电容值而改变；又最佳实施例令电阻R63-R68, R66=R67，让二电流 回路的充放电特性趋于一致。又，请参阅图5，图5为本发明斜率补偿电路21b的第二较佳实施例，其 大多电路设计与第一较佳实施例相同，惟于第一及第二串联电阻与电容24连 接的电阻R66、 R67再并联一颗顺向二极管Dl、 D2，，以调整RC充放电时间。请参阅图6，图6为本发明斜率补偿电路21c的第三较佳实施例，其大多
电路设计与第一较佳实施例相同，于本实施例的第三及第四电子开关25、 26 控制端(闸极)通过一电流感应器，如比流器耦合连接连接至对应的第一及 二高频变压器T1、 T2、的一次侧，以取得高频变压器Tl、 T2—次侧导通电 流信号，其与作为启第一及第二主开关Q4、 Q6的驱动信号同步，故可作为闭 第三及第四电子开关25、 26的依据。请参阅图7所示，图7为本发明斜率补偿电路21d的第四较佳实施例，其 大多电路设计与第一较佳实施例相同，惟第三及第四电子开关25、 26由第一 及第二二极管30、 31取代，其中第一二极管30的阳极连接第一第二充电回路 的串联电阻23的串联节点，阴极则可与第二一主开关Q6的控制端连接，或 连接至一串接于第二一高频变压器T1 一次侧的比流器；同理，第二二极管31 的阳极连接至该第二一充电回路的串联电阻22的串联节点，其阴极可与第一 二主开关Q46的控制端连接，或连接至另一串接于第一高频变压器T2 —次侧 的比流器。上述电子开关可为MOSFET或BJT等晶体管。 由上述各实施例可知，本发明斜率补偿方法包含有 取得与第 一及第主开关驱动信号的同步信号；产生一组三角波信号，该三角波信号的上升时间由第一及第二主开关驱动 信号决定；及将三角波信号加入一对应该电源转换电路其中 一输出直流电压回授信号 大小，且用来作比对电流峰值用之电压回授信号中，以构成一较直流电压回授 信号准位为高的三角波直流电压回授信号，该三角波直流电压回4受信号输入至 脉宽调变器的输出电压回馈输入端中，令该脉宽调变器以该三角波直流电压回 授信号与第 一及第二高频变压器一次侧电流信号对应电压值进行峰值比对，决 定二主开关的驱动信号。综上，本发明针对输出直流电压回授信号进行斜率补偿，令此一高直流准 位的三角波直流电压回授信号与导通电流信号进行后续电压大小比对时，能有效避免导通电流信号上的突波，提早让目前高频变压器的电子开关关闭的情 况；因此上述斜率补偿方法能有效降低因交替导通电子开关的导通噪声，而造 成的输出直流电源振荡不稳定的缺点。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通 技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰， 这些改进和润饰也应^f见为本发明的保护范围。
权利要求
1.一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿电路，所述电源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一高频变压器及一串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开关，其特征在于，所述斜率补偿电路包含有一第一充电回路，包含有两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中所述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，所述电容另一端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有以两电阻串联而成的一第二串联电阻，所述第二串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第三及第四电子开关，分别对应连接至第一及第二串联电阻的串联节点；其中第三电子开关的控制端连接至所述第一顺向式转换器第一主开关的控制端，而第四电子开关的控制端则连接至所述第两个顺向式转换器第二主开关的控制端；第三及第四电子开关即分别与第一及第二主开关同步启闭。
2. 如权利要求1所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一及第二串 联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二极管。
3. 如权利要求1或2所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述电容另一 端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出直流电压端，其中所 迷光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光敏晶体管则连接至所 述电容。
4. 如权利要求1或2所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联 电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
5. 如权利要求3所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联电阻 的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
6. —种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿电路，所述电 源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的 脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一 高频变压器及一 串联于高频变压器一次侧的第一及第二主开羌其特征在于，所述斜率补偿电路包含有 一第一充电回路，以两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中所述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有以两电阻串联而成的一第二串联电阻，该第二串联电阻与第一串3f关电阻并联；及一放电回路，包含一第三及第四电子开关，分别对应连接至第一及第二串联电阻的串联节点；其中所述第三及四电子开关的控制端分别连接一比流器，其两比流器分别耦合连接至对应第一及第二高频变压器一次侧，以感应对应高频变压器一次侧的电流信号，使第三及四电子开关与第一及第二主开关同步启闭。
7. 如权利要求6所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一及第二串 联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二极管。
8. 如权利要求5或6所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述电容另一 端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出直流电压端，其中所 述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，所述光敏晶体管则连接至 所述电容。
9. 如权利要求5或6所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联 电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
10. 如权利要求7所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联电阻 的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
11. 一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿电路，所述电 源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的 脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一 高频变压器及一 串联于高 频变压器一次侧的第一及第二主开羌其特征在于，所述斜率补偿电^ 各包含有一第一充电回路，包含两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中 所述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一 端连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有由两电阻串联而成的一第二串联电阻，所述第二串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第一及第二二极管，其中所述第一二极管二阳极连接 至第二串联电阻串联节点，又其阴极则连接至第三主开关控制端；而第二二极 管阳极则连接至第一串联电阻串联节点，又其阴极连接至第四主开关控制端。
12. 如权利要求11所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一及第二 串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二极管。
13. 如权利要求11或12所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述电容另 一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出直流电压端，其中 所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光敏晶体管则连接至 所述电容。
14. 如权利要求11或12所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串 联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
15. 如权利要求13所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联电 阻的两电阻分别对应第二串if关电阻的电阻相同。
16. —种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿电路，所述电 源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的 脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一高频变压器及一 串联于高 频变压器一次侧的第一及第二主开羌其特征在于，所述斜率补偿电路包含有一第一充电回路，由两电阻串接而成的一第一串联电阻及一电容，其中所 述第一串联电阻两端分别连接所述电容一端及一直流电源，又所述电容另一端 连接至所述脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；一第二充电回路，包含有由两电阻串联而成的一第二串联电P且，所述第二 串联电阻与第一串联电阻并联；及一放电回路，包含一第一及第二二极管，其中所述第一二极管的阳极连接 至第二串联电阻串联节点，而第二二极管阳极则连接至第一串联电阻串联节 点，又其二阴极分别连接一比流器，其两比流器分别耦合串连接至对应第一及 第二高频变压器一次侧，以感应对应高频变压器一次侧的电流信号，令第一及 第二二极管与第二及第 一主开关同步启闭。
17. 如权利要求16所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一及第二串联电阻中与电容连接的电阻分别进一步并联一顺向二极管。
18. 如权利要求16或17所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述电容另 一端进一步通过一光耦合器连接至电源转换电路的一组输出直流电压端，其中 所述光耦合器的发光二极管端连接至输出直流电压端，而光敏晶体管则连接至 所述电容。
19. 如权利要求16或17所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串 联电阻的两电阻分别对应第二串联电阻的电阻相同。
20. 如权利要求18所述的斜率补偿电路，其特征在于，所述第一串联电 阻的两电阻分别对应第二串耳关电阻的电阻相同。
21. —种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿方法，所述电 源转换电路包含有两个顺向式转换器及一用以控制两个顺向式转换器动作的 脉宽调变控制器，其中各顺向式转换器分别包含有一 高频变压器及一 串联于高 频变压器一次侧的第一及第二主开头其特征在于，所述斜率补偿方法包含有取得与第 一及第主开关驱动信号的同步信号；产生一组三角波信号，该三角波信号的上升时间由第一及第二主开关驱动 信号决定；及将三角波信号加入一对应该电源转换电路其中一输出直流电压回授信号 大小，且用来作比对电流峰值用的电压回授信号中，以构成一较直流电压回授 信号准位为高的三角波直流电压回授信号，该三角波直流电压回4受信号输入至 脉宽调变器的输出电压回馈输入端中，令该脉宽调变器以所述三角波直流电压 回授信号与第一及第二高频变压器一次侧电流信号对应电压值进行峰值比 对，决定二主开关的驱动信号。
22. 如权利要求21所述的斜率补偿方法，其特征在于，所述同步信号自 第一及第二主开关驱动端取得。
23. 如权利要求21所述的斜率补偿方法，其特征在于，所述同步信号自 第一及第二主开关驱动信号由耦合连接于两高频变压器一次侧的比流器取得。
全文摘要
本发明提供了一种用于峰值电流控制模式的电源转换电路的斜率补偿电路，电源转换电路包含两个顺向式转换器及控制两个顺向式转换器动作的脉宽调变控制器，斜率补偿电路包含第一充电回路，包含两电阻串接成的第一串联电阻及电容，第一串联电阻两端分别连接电容一端及直流电源，电容另一端连接至脉宽调变控制器的输出电压回馈输入端；第二充电回路，包含有以两电阻串联成的第二串联电阻，第二串联电阻与第一串联电阻并联；放电回路，包含第三及第四电子开关，分别对应连接至第一及第二串联电阻的串联节点。本发明的补偿后的电压回授信号能有效避免电源转换电路另一组电子开关导通噪声耦合产生突波所造成的误判，进而提供稳定的输出直流电源。
文档编号H02M3/28GK101212184SQ20071015972
公开日2008年7月2日 申请日期2007年12月21日 优先权日2007年12月21日
发明者邱瑞阳 申请人:康舒科技股份有限公司