一种同步整流电路的制作方法

专利名称：一种同步整流电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源高频变压器次级侧的
替代整流二极管的N沟道场效应管实现同步整流的一种电路。
背景技术：
目前实现开关电源高频变压器次级侧同步整流的技术主要有①电压驱动同 步整流；②电流自驱动同步整流；③用专用同步整流集成电路检测同步整流场效 应管的D (漏极)和S (源极)之间电压大小或者电压波形的上升沿和下降沿， 经集成电路内部处理后，输出信号去控制场效应管的开或关，实现场效应管的开 或关和开关电源变压器次级电压的同步。方式①只能在变压器次级电压始终为方 波，且电压和电流同相的电路中使用，如果变压器次级电压不一定是方波，或者 电压和电流不同相，则不能实现同步整流，例如反激式电源或者谐振式软开关电 源中不能用电压驱动同步整流。方式②可以应用于所有类型电源中，但需要检测 电流的电流互感器来检测流过次级同步整流场效应管的电流，申请号02121622. 3 的专利公开了一种使用电流驱动方法的同步整流器，但电流互感器有4个绕组， 电流互感器绕制比较困难，电路也比较复杂，成本高，不利于生产，在设计不同 输出电压的开关电源时，需要使用不同绕组匝数的电流互感器，制造难度增加； 方式③除了变压器次级的电压和电流不同相的电源不能应用外，其他可以实现同 步整流，但有部分集成电路只能应用在非连续工作模式(DCM模式)或准谐振模 式(QR模式)，有部分集成电路可以在非连续工作模式(DCM模式)、准谐振模式 (QR模式)、连续工作模式(CCM模式)下工作，但控制电路模块比较复杂。集 成电路的在电源供电电压为12V时静态工作电流一般大于5mA，静态功耗大于 60mW，有可能使得整个电源的静态功耗超出节能标准的要求。同步整流场效应管 的导通时间和初级开关管的导通时间必需留足够的死区时间，要超过500nS的死 区时间，否则容易受干扰，导致同步整流功能失效，电源输出不正常，当留的死 区时间太长，则场效应管寄生快恢复二极管导通时间将会比较长，因快恢复二极 管的导通压降一般达到IV以上，因此损耗非常高，效率降低，场效应管的温度 会比较高。另外，同步整流场效应管的连接必须在特定位置，不能随意更改位置， 否则，实现不了同步整流功能。

发明内容
本发明需解决的技术问题是1、 当开关电源轻负载时能驱动替代整流二极管的N沟道场效应管实现同步 整流，但不会增加过多的额外损耗，提高效率，空载时控制电路模块输出电压降 低使同步整流管不能导通，利用N沟道场效应管体内寄生快恢复二极管整流，使 待机能耗符合标准要求；
2、 用最简单的方法和电路检测出反激式开关电源的CCM和DCM工作模式， 实现在CCM和DCM工作模式下的同步整流；
3、 要能够最大限度减小同步整流N沟道场效应管的导通时间和初级开关管 的导通时间之间留的死区时间，或者是开关电源的次级交替工作的两个同步整流 N沟道场效应管导通时间之间留的死区时间，减小导通时的损耗，提高电源的效 率，达到节能要求；
4、 所有类型的开关电源的次级整流二极管都要能够用本发明所述的同步整 流电路来替代；
5、 要不受原来电源拓扑结构中的次级整流二极管的位置限制，即只要将原 设计使用的整流二极管去掉，将本新型同步整流电路接到整流二极管相应的位置 就可以像整流二极管一样实现单向导电，而无须增加其他额外的电路，同步整流 电路装置就像一个具有两个连接端口子的模块器件一样易于连接使用，减少电路 复杂性；
6、 当采用电流互感器检测电流来实现同步整流时，电流互感器要尽量简单 化，易于制造，节省原材料。
为解决上述技术问题本发明采取的技术方案是
提供一种开关电源中用于驱动开关电源高频变压器次级侧的替代整流二极 管的N沟道场效应管实现同步整流的电路，该电路包括信号检测电路模块、控制 电路模块、辅助电源电路模块和偏置电路模块。
所述开关电源高频变压器次级绕组Ns的起端引脚1连接电源输出负极，终 端引脚2连接N沟道场效管Q1的源极S;所述控制电路模块包括六个端口，分别 为Gate、 Vcc、 Vin、 Bias、 Vz、 Vss，端口 Vss与开关电源高频变压器次级绕组 Ns终端引脚2连接；所述信号检测电路模块包括A、 B、 C、 D四个端口，其输入 端口 A连接Q1的漏极D,检测Ql漏极电流处理后由输出端口 C输送到控制电路 模块Vin端口，最后由控制电路模块的输出端口 Gate输出控制信号给Ql栅极G， 实现同步整流；信号检测电路模块端口 D与开关电源高频变压器次级绕组Ns终 端引脚2连接，另一输出端口 B连接电源输出正极；所述辅助电源电路模块包括 四个端口E、 F、 G、 H，其输出端口G与控制电路模块Vcc端口连接，为控制电路 模块提供工作电源，端口H与偏置电路模块连接，端口F与场效管Q1漏极连接，端口 E与开关电源高频变压器次级绕组NS终端引脚2连接；所述偏置电路模块
包括三个端口I、 K、 J，其输出端口 J连接控制电路模块端口Bias，为控制电路 模块提供偏置电压，端口 K与控制电路模块端口 Vz连接。
一种具体的方案为所述控制电路模块包括稳压电源电路、恒流源、反相比 较器、输出驱动电路。所述稳压电源电路包括三极管Q8、电阻RC、稳压二极管 ZD1，三极管Q8集电极作为控制电路模块的端口 Vcc，发射极作为控制电路模块 的端口 Vz，基极连接稳压二极管ZD1阴极，所述电阻RC连接于三极管Q8基极和 集电极之间，稳压二极管ZDl阳极连接控制电路模块端口Vss;所述的恒流源包 括三极管Q6和Q7、电阻RA和RB，三极管Q7发射极连接到控制电路模块的Vz 端口，三极管Q7基极、Q6发射极以及电阻RA—端相连接，Q7的集电极、Q6的 基极以及电阻RB的一端相连接，电阻RA另一端连接控制电路模块Vz端口，电 阻RB的另一端连接控制电路模块Vss引脚，三极管Q6集电极连接三极管Q5集 电极；所述反相比较器包括基极相连的两三极管Q4、 Q5,三极管Q4发射极连接 控制电路模块Vss引脚，集电极连接到控制电路模块BiaS引脚，三极管Q5集电 极与基极连接，发射极作为控制电路模块Vin端口；所述输出驱动电路包括三极 管Q2、 Q3， Q2、 Q3基极同时连接控制电路模块的BiaS引脚，发射极相连后作为 控制电路模块Gate端口 ，三极管Q2集电极连接控制电路模块Vz端口 ， Q3集电 极连接控制电路模块的Vss引脚。
另一种具体的方案为所述信号检测电路模块包括开关二极管D4、加速电容 C7、检测电阻R3，所述开关二极管D4阴极、加速电容C7—端以及检测电阻R3 一端相连接作为信号检测电路模块端口 A;开关二极管D4阳极、加速电容C7另 一端以及检测电阻R3另一端相连接作为信号检测电路模块端口 C，信号检测电路 模块端口B与端口A连接在一起，端口D悬空。
所述信号检测电路模块还可以采用如下方式实现包括开关二极管D5、加速 电容C8、检测电阻R4、电阻R5和电容C9，开关二极管D5阳极、加速电容C8 一端以及检测电阻R4 —端相连接作为信号检测电路模块的端口 C，稳压二极管 ZD2阴极与开关二极管D5阴极连接，稳压二极管ZD2阳极、加速电容C8另一端、 检测电阻R4另一端、电容C9 一端以及电阻R5 —端相连接，R5另一端作为信号检 测电路模块端口 D， C9另一端作为信号检测电路模块端口 A;信号检测电路模块 端口 A和B连接在一起。
所述信号检测电路模块还可以采用如下方式实现所述信号检测电路模块包
括开关二极管D6、开关二极管D7、开关二极管D8、加速电容CIO、吸收电容Cll、 检测电阻R6、去磁电阻R7、电流互感器T2，开关二极管D6阳极、加速电容CIO一端以及检测电阻R6 —端相连接作为信号检测电路模块端口 C;开关二极管D6 阴极、加速电容C10另一端、检测电阻R6另一端、去磁电阻R7—端、开关二极 管D8阴极、吸收电容C11一端、电流互感器T2的Ns2绕组的3脚连接在一起； 去磁电阻R7的另一端、开关二极管D7阳极相连接，开关二极管D7阴极、开关 二极管D8阳极、吸收电容Cll的另一端、电流互感器Tl的Ns2绕组的4脚相连 接作为信号检测电路模块的端口 D;电流互感器T2的Np2绕组的1脚作为信号检 测电路模块的端口 A;电流互感器T2的Np2绕组的2脚作为信号检测电路模块端 PI B。
一种较佳的实施方案为所述辅助电源电路模块包括开关电源高频变压器的 次级辅助供电绕组Nf、整流二极管D1、滤波电容C1;所述次级辅助供电绕组Nf 的端4和整流二极管Dl的阳极相连作为辅助电源电路模块端口 H，次级辅助供电 绕组Nf的端3和滤波电容Cl的一端相连作为辅助电源电路模块端口 E,所述整 流二极管Dl的阴极与滤波电容C1的另一端相连作为辅助电源电路模块端口 G， 辅助电源电路模块端口 F悬空。同时所述偏置电路模块采用限流电阻Rl和耦合 电容C3的串联电路，限流电阻R1的另一端作为偏置电路模块端口 I，耦合电容 C3的另一端作为偏置电路模块的端口 J，偏置电路模块端口 K悬空。
另一种较佳的实施方案为所述辅助电源电路模块包括耦合电容C6、整流二 极管D2、续流二极管D3、滤波电容C5，所述耦合电容C6—端作为辅助电源电路 模块的端口 F，耦合电容C6的另一端和整流二极管D2的阳极、续流二极管D3 阴极相连作为辅助电源电路模块端口 H，所述的整流二极管D2阴极和滤波电容 C5 —端相连作为辅助电源电路模块端口 G，所述续流二极管D3阳极和滤波电容 C5另一端相连作为辅助电源电路模块端口 E。同时所述偏置电路模块采用限流电 阻R2，所述限流电阻R2 —端作为偏置电路模块端口 J， R2另一端作为偏置电路 模块端口K，偏置电路模块端口I悬空。
相对于现有技术，本发明的有益效果在于所述同步整流电路应用范围广， 使用灵活、方便，即所有类型的开关电源的次级整流二极管均能够用本同步整流 电路替代，不受连接位置影响；所述同步整流电路中控制电路模块的工作速度快， 控制不会产生很大的延迟，死区时间短，电源效率高，并且静态功耗小；同时本 发明电路简洁，易于实现。


图1是本发明组成结构原理示意框图2是本发明辅助电源电路模块和偏置电路模块的实施方式一原理图； 图3是本发明辅助电源电路模块和偏置电路模块的实施方式二原理图；图4是本发明信号检测电路模块实施方式一的原理图； 图5是本发明信号检测电路模块实施方式二的原理图； 图6是本发明信号检测电路模块实施方式三的原理图； 图7是本发明控制电路模块实施例电路原理图； 图8是本发明等效为具有单向导电特性的二极管的连接示意图； 图9 (a)是本发明工作在反激式电源DCM模式下时场效应管Q1漏极、源极 间电压Vos波形；
图9 (b)是本发明工作在反激式电源DCM模式下时控制电路模块的Gate端 口驱动波形；
图IO (a)是本发明工作在反激式电源CCM模式下V。s电压波形； 图IO (b)是本发明工作在反激式电源CCM模式下Gate端口驱动波形； 图11 (a)是本发明在增加微分电路检测后的反激式电源DCM模式下V。s电压 波形；
图ll (b)是本发明在增加微分电路检测后的反激式电源DCM模式下Gate 端口驱动波形；
图12 (a)是本发明在增加微分电路检测后的反激式电源CCM模式下V。s电压 波形；
图12 (b)是本发明在增加微分电路检测后的反激式电源CCM模式下Gate 端口驱动波形；
图13 (a)是本发明在带电流互感器检测后的反激式电源DCM模式下V。s电压 波形；
图13 (b)是本发明在带电流互感器检测后的反激式电源DCM模式下电流互 感器T2的Ns2绕组波形；
图13 (c)是本发明在带电流互感器检测后的反激式电源DCM模式下Gate 端口驱动波形。
具体实施例方式
为了便于本领域技术人员的理解，下面将结合实施例附图对本发明的结构原 理作进一步详细描述
参见附图1所示，本发明所述的开关电源中用于驱动高频变压器次级侧的替 代整流二极管的N沟道场效应管实现同步整流的电路包括信号检测电路模块、控
制电路模块、辅助电源电路模块和偏置电路模块。
所述的新型同步整流电路装置的工作原理是当同步整流N沟道场效应管Ql 的源极S引脚电压高于漏极D电压时，场效应管Ql的体内寄生快恢复二极管开始导通，场效应管Ql漏极D电压相对于场效应管Ql源极S电压是负电压，场效 应管Ql漏极D、源极S间电压的差值就是场效应管Ql体内寄生快恢复二极管的 导通电压降或者是场效应管Ql的导通电压降，信号检测电路模块检测到这个负 电压，输入到控制电路模块的Vin端口，这个负电压低于控制电路模块内部反相 比较器的同相端电压，反相器输出高电平，控制电路模块的输出端口 Gate输出 高电平，则场效应管Q1导通；当同步整流N沟道场效应管Q1的源极S电压低于 漏极D电压时，场效应管Q1漏极D电压相对于源极S电压是正电压，这个正电 压高于控制电路模块内部反相比较器同相端电压，反相比较器输出低电平，控制 电路模块的输出端口 Gate输出低电平，则场效应管Ql关断。场效应管Ql的导 通和关断能跟随场效应管Ql漏极D、源极S电压变化而变化，实现了同步整流。 辅助电源电路模块为控制电路模块提供电源，辅助电源电路的输出电压经控制电 路模块内部的稳压电源电路稳压、滤波电容C2滤波后，为控制电路模块内部的 恒流源、输出驱动电路和偏置电路模块供电。
所述的辅助电源电路模块可以有两种实施方式。
实施方式一如附图2,其工作原理是高频变压器Tl的次级辅助供电绕组Nf 的4端口和高频变压器Tl的次级绕组Ns的2端口电压相位相同，当次级绕组Ns 的2端口电压为正时，次级辅助供电绕组Nf的4端口电压也为正，经整流二极 管Dl整流、滤波电容Cl滤波后通过端口 D输出给控制电路模块供电。
当开关电源输出处在空载或轻载时，开关电源的初级开关管占空比很小，高 频变压器T1的次级辅助供电绕组Nf所获得的能量很小，这部分能量被控制电路 模块的内阻将消耗掉了 ，使得辅助电源电路模块输出电压很低，控制电路模块的 端口Gate的输出电压也就很低，不足以使场效应管Q1导通，此时，只是场效应 管Q1体内寄生快恢复二极管导通实现整流，因控制电路模块的工作电流比较小， 这种模式下，整个同歩整流电路消耗的能量也比较小，基本可以忽略不计，因此 本发明具有较低的静态功耗。随着负载的增加，开关电源的初级开关管占空比逐 渐增大，高频变压器Tl的次级辅助供电绕组Nf所获得的能量也越来越多，辅助 电源电路模块输出电压越来越高，经控制电路模块内部稳压电源电路稳压、滤波 电容C2滤波后给控制电路模块内部其他电路供电。
实施方式2如附图3，其工作原理是当场效应管Ql导通或场效应管Ql体内 寄生快恢复二极管导通后，场效应管Ql漏极D电压高于源极S电压，场效应管 Ql的漏极D电压经辅助电源电路模块内部的耦合电容C6限流降压后，经整流二 极管D2整流、滤波电容C2滤波后给控制电路模块供电。当场效应管Q1关断或 场效应管Ql体内寄生快恢复二极管截止后，耦合电容C6储存的电荷经续流二极管D3、高频变压器T1的次级绕组、输出滤波电容C4、输出负载及信号检测电路 模块的端口 B和端口 A反向泄放。
当开关电源空载或轻载时，初级开关管占空比很小，流过耦合电容C6电流 很小，使得辅助电源电路模块输出电压很低，控制电路模块的端口 Gate的输出 电压也很低，不足以使场效应管Q1导通，此时，只是场效应管Q1体内寄生快恢 复二极管导通实现整流，同实施方式一，本发明整体消耗的能量比较小，基本可 以忽略不计；随着负载的增加，开关电源的初级开关管占空比逐渐增大，流过耦 合电容C6电流逐渐增大，辅助电源电路模块输出电压越来越高，经控制电路模 块内部稳压电源电路稳压、滤波电容C2滤波后给控制电路模块内部其他电路供 电。
所述的偏置电路模块也有两种实施方式。
所述的偏置电路模块实施方式一也如图2所示，其工作原理是当次级绕组 Ns的2端口为正时，次级辅助供电绕组Nf的4端口也为正，经偏置电路模块内 部限流电阻R1、与R1串联的耦合电容C3限流后耦合到控制电路模块的BiaS引 脚，为控制电路模块的输出驱动电路提供正向偏置电压，控制电路模块的输出驱 动电路输出正向电压驱动场效应管Q1导通；当次级绕组Ns的端口2为负时，次 级辅助供电绕组Nf的4端口也为负，经限流电阻Rl和耦合电容C3后以及控制 电路模块的输出驱动电路将场效应管Q1的栅极G端口储存的电荷抽走，关断场 效应管Ql。
偏置电路模块实施方式一和辅助电源电路模块实施方式1配合使用是因为控 制电路模块的输出驱动电路采用了射极输出缓冲器，工作时，偏置电路模块和控 制电路模块的输出驱动电路都会有压降，损耗就会增加，辅助供电电源利用率就 低，对效率有影响，当有辅助供电绕组情况下，从辅助供电绕组Nf的4端口为 控制电路模块的输出驱动电路的射极输出缓冲器提供正向偏置电压，可以使射极 输出缓冲器的NPN三极管Q2进入饱和状态，最大限度提高输出电压，可以降低
场效应管Q1的导通电阻，降低控制电路模块的损耗，提高效率。
偏置电路模块实施方式二如图3所示，其工作原理是控制电路模块的Vz 端口的直流电压经限流电阻R2为控制电路模块的输出驱动电路提供正的直流偏 置电压，去驱动场效应管Q1导通，而场效应管Q1的关断由控制电路模块的反相 比较器来控制。这种方式的好处是可以不用辅助供电绕组，本发明所述的同步整 流电路就可以不受连接位置的限制，不受输出电压高低的限制，真正做到了在所 有开关电源次级中完全替代二极管实现整流功能，电路简洁，接线简单。
所述的控制电路模块如附图1、 2、 3所示，包括稳压电源电路、恒流源、反相比较器、输出驱动电路。
所述控制电路模块的实际电路原理图如附图7所示，其工作原理是控制电 路模块的Vcc端口输入的直流电压经稳压电源电路后，经控制电路模块内部处理 后由Vz端口输出稳定的电压，为恒流源、输出驱动电路、外部的偏置电路模块
供电。恒流源输出恒定电流流进NPN三极管Q5的基极和集电极，除微小的一部 分提供给NPN三极管Q4的基极外，大部分从控制电路模块的Vin端口流出，因 Q4的发射极接地电位，Q4和Q5的基极接在一起，而Q5的基极和集电极接在一 起，Q5就象一个二极管，因此，Q5的发射极连接的控制电路模块的输入Vin端 口就成为虚地，控制电路模块的Vin端口连接的是信号检测电路模块的开关二极 管、小容量加速电容和检测电阻，因此在开关二极管、加速电容和检测电阻的并 联网络两端口产生基本恒定的电压，当信号检测电路模块的输入端口 A电压变化 时，控制电路模块的Vin端口就同步跟随变化，当信号检测电路的输入端口 A电 压为负时，控制电路模块的Vin端口就为负，经Q4、 Q5构成的反相比较器后， Q4输出高电平，Q2和Q3构成输出驱动电路输出高电平驱动场效应管Ql导通； 当检测电路的输入端口A电压为正时，控制电路模块的端口 Vin就为正，经Q4、 Q5构成的反相比较器后，Q4输出低电平，Q2和Q3构成输出驱动电路输出低电平 关断场效应管Q1。
所述的信号检测电路模块具有三种实施方式。
所述信号检测电路模块实施方式一如图4所示，其工作原理结合附图l、附 图9和附图10来说明，附图9是反激式开关电源DCM模式下场效应管漏极、源 极间电压V。s波形和控制电路模块Gate端口驱动波形，在附图9中，从0到Tl 时刻，初级的开关管是导通的，在Tl时刻初级开关管完全关断，此时开关电源 次级绕组Ns的2端口电压由负转为正，此时同步整流场效应管Q1的体内寄生二 极开始导通，在T2时刻完全导通，导通压降为V3， V3相对于场效应管Ql的源 极S的电平为-V3，此-V3电压通过同步整流信号检测电路模块的开关二极管D4 和加速电容C7快速将控制电路模块的Vin端口电压拉低，经控制电路模块的的 反相比较器和输出驱动电路后输出高电平，驱动场效应管Ql在T3时刻导通，T2 时刻和T3时刻是控制电路模块的输出驱动Gate端口的电压波形上升到场效应管 Q1导通阀值VG的时间，Q1导通压降为V2， V2相对于场效应管Q1的源极S的电 平为-V2;，当开关变压器储存能量快耗尽时，此时场效应管Ql的漏极D相对源 极S的电压开始上升，当上升到-vi时，经同步整流信号检测电路模块的加速电容 C7和检测电阻R3检测后，因R3两端口的电压是恒定的，这个恒定电压等于恒流 源输出电流和检测电阻的乘积，因此，将控制电路模块的Vin端口电压快速抬高，经控制电路模块的反相比较器和输出驱动电路后输出低电平,在T4时刻关断场效 应管Ql, -VI的设置必须在OV和-V2之间设定，否则，容易受DCM模式时的振铃波 形干扰使工作不正常，振铃波形即T5时刻和T6时刻之间的波形.T5时刻是变压 器次级绕组Ns的2端口电压由正转负的时刻，T6时刻是初级开关管开始导通的 时刻，在T5时刻之前， 一定要关断场效应管Q1，否则会存在环流，增加损耗， T7时刻是下一周期开始时间。附图10是反激式开关电源CCM模式下VDS电压波形 和Gate端口驱动波形，在0到T4时刻工作原理和附图9的DCM模式下是一样的， 因在CCM模式下，不会出现振铃波形，只要使-Vl设定在-V2和0V之间，控制电 路模块的输出驱动电路在T4时刻输出低电平开始关断场效应管Ql，在T5时刻完 全关断场效应管Q1即可保证在初级开关管开始导通的前有个死区时间，即T5和 T6时刻之间的时间，T6时刻和T7时刻之间的时间是初级开关管开始导通的时间。
所述的同步整流信号检测电路模块实施方式二如附图5所示，工作原理结合 附图ll和附图12来说明。在附图11和附图12中，加入微分电路的电阻R5和 电容C9后，0V- (-V2)电压近似等于输出电压，-V3和-V2之间的振铃尖峰被消 除，同时，在检测场效应管Q1漏极D和源极S之间电压时，不再是场效应管Q1 的导通压降了，而是近似等于输出电压，因而增加了检测范围，增加了检测可靠 性，稳压二极管ZD2的稳压值近似等于输出电压，ZD2的稳压值加上二极管D5 的正向压降用来检测场效应管Ql漏极D和源极S之间最低电压-V3，加速电容C8 用于加速稳压二极管ZD2和二极管D5的导通，检测电阻R4用来检测-Vl， -VI 尽量设置在靠近-V2， R4的值近似等于开关电源输出电压除以恒流源的输出电流。 除以上不同外，在附图11和附图12中的每个时刻的工作状态和信号检测电路模 块实施方式1的工作状态是类似的。
所述的同步整流信号检测电路模块实施方式三如附图6所示，工作原理结合 附图13说明如下，场效应管Ql漏极D和源极S之间的Vns电压波形、电流互感 器T2的次级绕组Ns2电压波形以及控制电路模块的Gate端口驱动波形如附图13 所示，流过场效应管Q1漏极D和源极S的电流流经电流互感器T2的初级绕组Np2, 在电流互感器T2的次级绕组Ns2感生的3脚相对次级绕组Ns2的4脚的电压波 形如附图13所示，从0到Tl时刻，初级的开关管是导通的，在Tl时刻初级的 开关管完全关断，此时开关电源次级绕组Ns的2端口电压由负转为正，同步整 流场效应管Q1的体内寄生二极管开始导通，在T2时刻完全导通，电流流经电流 互感器T2的初级绕组Np2，在电流互感器T2的次级绕组Ns2中感应出4脚为正， 3脚为负的电压，经开关二极管D8钳位、吸收电容C11吸收杂波后，作为被检测 电压-V6，当-V6超过开关二极管D6的开起电压，则D6开始导通，由于有加速电容C10的加速，因此，二极管D6快速导通，控制电路模块的Vin端口电压被拉 低，控制电路模块的反相比较器输出高电平，控制电路模块的Gate端口输出高 电平驱动场效应管Q1在T3时刻导通；在T4时刻，流经电流互感器T2的初级绕 组Np2的电流变开始减小，在电流互感器T2的次级绕组Ns2中感应出4脚为负， 3脚为正的电压，经开关二极管D7整流后加在去磁电阻R7两端口，将T2到T4 时刻储存在电流互感器T2中的磁能消耗掉，使磁芯复位。经吸收电容C11吸收 杂波后，吸收电容Cll两端口最高电压即为V4，在电压从-V6上升到V4的过程 中，当电压高于由检测电阻R6设置的电压-V5， -V5设置值接近-V6，控制电路模 块的Vin端口电压被抬高，控制电路模块的反相比较器输出低电平，控制电路模 块的Gate端口输出低电平驱动场效应管Ql在T4时刻开始关断，在T5时刻完全 关断，在T5时刻到T6时刻，场效应管Ql无电流流过，此时只有场效应管Ql体 内快恢复二极管仍然导通，场效应管Ql体内快恢复二极管在T6时刻已经截止， T6时刻-T7时刻是初级开关管导通时间，T7时刻以后，重复下一周期。去磁电 阻R7有调整控制电路模块的Gate端口驱动波形下降沿的死区时间的作用。当去 磁电阻R7的阻值比较小B寸，因电流互感器储能较少，在T4时刻，电流急剧减小 的过程中，开关二极管D7导通比较快，电流互感器T2的次级绕组Ns2的3脚相 对4脚的电压很快上升到开关二极管D7的正向电压，被二极管D7钳位，在Ns2 的3脚相对4脚的电压上升到超过-V5时，控制电路模块就输出低电平，关端口 同步整流场效应管Ql， T5时刻是变压器次级绕组Ns的2端口电压由正转负的时 刻，在T4到T5时刻的区间即为控制电路模块的Gate端口驱动波形下降沿的死 区时间，这个时间比较长；当去磁电阻R7的阻值比较大时，开关二极管D7导通 比较慢，电流互感器T2的次级绕组Ns2的3脚相对4脚的电压缓慢上升，经过 一段时间延迟，达到-V5时，才开始关断同步整流场效应管Q1， T4时刻到T5时 刻的区间比较短，即控制电路模块的Gate端口驱动波形下降沿的死区时间比较 短。
所述信号检测电路模块实施方式三中是用电流互感器检测电流信号，因此信 号检测电路模块实施方式三在开关电源的DCM模式和CCM模式下的工作原理是一 样的。
综上所述，本发明具有应用范围广，使用灵活、方便的特点，且能够使开关 电源具有较高的效率、较小的静态功耗。
需要说明的是，以上所述实施方式仅为本发明较佳的实施方案，不能将其理 解为对本发明保护范围的限制，在未脱离本发明构思前提下，对本发明所做的任 何均等变化与修饰均属于本发明的保护范围。
权利要求
1、一种同步整流电路，用于驱动开关电源高频变压器次级侧的替代整流二极管的N沟道场效应管实现同步整流，该电路包括信号检测电路模块、控制电路模块、辅助电源电路模块和偏置电路模块，所述开关电源高频变压器次级绕组Ns的起端引脚1连接电源输出负极，终端引脚2连接N沟道场效管Q1的源极S，其特征是所述控制电路模块包括六个端口，分别为Gate、Vcc、Vin、Bias、Vz、Vss，端口Vss与开关电源高频变压器次级绕组Ns终端引脚2连接；所述信号检测电路模块包括A、B、C、D四个端口，其输入端口A连接Q1的漏极D，检测Q1漏极电流处理后由输出端口C输送到控制电路模块Vin端口，最后由控制电路模块的输出端口Gate输出控制信号给Q1栅极G，实现同步整流；信号检测电路模块端口D与开关电源高频变压器次级绕组Ns终端引脚2连接，另一输出端口B连接电源输出正极；所述辅助电源电路模块包括四个端口E、F、G、H，其输出端口G与控制电路模块Vcc端口连接，为控制电路模块提供工作电源，端口H与偏置电路模块连接，端口F与场效管Q1漏极连接，端口E与开关电源高频变压器次级绕组Ns终端引脚2连接；所述偏置电路模块包括三个端口I、K、J，其输出端口J连接控制电路模块端口Bias，为控制电路模块提供偏置电压，端口K与控制电路模块端口Vz连接。
2、 根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征是所述控制电路模块包 括互相之间信号连接的稳压电源电路、恒流源、反相比较器、输出驱动电路。
3、 根据权利要求2所述的同步整流电路，其特征是所述稳压电源电路包 括三极管Q8、电阻RC、稳压二极管ZD1，三极管Q8集电极作为控制电路模块的 端口 Vcc，发射极作为控制电路模块的端口 Vz，基极连接稳压二极管ZD1阴极， 所述电阻RC连接于三极管Q8基极和集电极之间，稳压二极管ZD1阳极连接控制 -电路模块端口Vss;所述的恒流源包括三极管Q6和Q7、电阻RA和RB，三极管 Q7发射极连接到控制电路模块的Vz端口，三极管Q7基极、Q6发射极以及电阻 RA—端相连接，Q7的集电极、Q6的基极以及电阻RB的一端相连接，电阻RA另 一端连接控制电路模块Vz端口，电阻RB的另一端连接控制电路模块Vss引脚， 三极管Q6集电极连接三极管Q5集电极；所述反相比较器包括基极相连的两三极管Q4、 Q5，三极管Q4发射极连接控制电路模块Vss引脚，集电极连接到控制电 路模块BiaS引脚，三极管Q5集电极与基极连接，发射极作为控制电路模块Vin 端口；所述输出驱动电路包括三极管Q2、 Q3， Q2、 Q3基极同时连接控制电路模 块的BiaS引脚，发射极相连后作为控制电路模块Gate端口，三极管Q2集电极 连接控制电路模块Vz端口 ， Q3集电极连接控制电路模块的Vss引脚。
4、 根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征是所述信号检测电路模 块包括开关二极管D4、加速电容C7、检测电阻R3，所述开关二极管D4阴极、加 速电容C7 —端以及检测电阻R3 —端相连接作为信号检测电路模块端口 A;开关 二极管D4阳极、加速电容C7另一端以及检测电阻R3另一端相连接作为信号检 测电路模块端口 C,信号检测电路模块端口 B与端口 A连接在一起，端口 D悬空。
5、 根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征是所述信号检测电路模 块包括开关二极管D5、加速电容C8、检测电阻R4、电阻R5和电容C9，开关二 极管D5阳极、加速电容C8 —端以及检测电阻R4 —端相连接作为信号检测电路 模块的端口 C,稳压二极管ZD2阴极与开关二极管D5阴极连接，稳压二极管ZD2 阳极、加速电容C8另一端、检测电阻R4另一端、电容C9—端以及电阻R5—端 相连接,R5另一端作为信号检测电路模块端口 D， C9另一端作为信号检测电路模 块端口A;信号检测电路模块端口 A和B连接在一起。
6、 根据权利要求1所述的同步整流电路，其特征是所述信号检测电路模 块包括开关二极管D6、开关二极管D7、开关二极管D8、加速电容CIO、吸收电 容Cll、检测电阻R6、去磁电阻R7、电流互感器T2，开关二极管D6阳极、加速 电容C10 —端以及检测电阻R6 —端相连接作为信号检测电路模块端口 C;开关二 极管D6阴极、加速电容C10另一端、检测电阻R6另一端、去磁电阻R7.—端、 开关二极管D8阴极、吸收电容Cll 一端、电流互感器T2的Ns2绕组的3脚连接 在一起；去磁电阻R7的另一端、开关二极管D7阳极相连接，开关二极管D7阴 极、开关二极管D8阳极、吸收电容C11的另一端、电流互感器T1的Ns2绕组的 4脚相连接作为信号检测电路模块的端口 D;电流互感器T2的Np2绕组的1脚作 为信号检测电路模块的端口 A;电流互感器T2的Np2绕组的2脚作为信号检测电 路模块端口B。
7、 根据权利要求4或5或6所述的同步整流电路，其特征是所述辅助电 源电路模块包括开关电源高频变压器的次级辅助供电绕组Nf、整流二极管Dl、滤波电容Cl;所述次级辅助供电绕组Nf的端4和整流二极管Dl的阳极相连作为 辅助电源电路模块端口 H，次级辅助供电绕组Nf的端3和滤波电容C1的一端相 连作为辅助电源电路模块端口 E，所述整流二极管D1的阴极与滤波电容C1的另 一端相连作为辅助电源电路模块端口 G，辅助电源电路模块端口 F悬空。
8、 根据权利要求7所述的同步整流电路，其特征是所述偏置电路模块包 括限流电阻R1和耦合电容C3，所述的限流电阻R1 —端作为偏置电路模块端口 I， 限流电阻Rl另一端和耦合电容C3 —端连接，耦合电容C3的另一端作为偏置电 路模块的端口J,偏置电路模块端口K悬空。
9、 根据权利要求7所述的同步整流电路，其特征是所述偏置电路模块包 括限流电阻R2，所述限流电阻R2—端作为偏置电路模块端口 J， R2另一端作为 偏置电路模块端口 K，偏置电路模块端口 I悬空。
10、 根据权利要求4或5或6所述的同步整流电路，其特征是所述辅助电 源电路模块包括耦合电容C6、整流二极管D2、续流二极管D3、滤波电容C5，所 述耦合电容C6—端作为辅助电源电路模块的端口 F，耦合电容C6的另一端和整 流二极管D2的阳极、续流二极管D3阴极相连作为辅助电源电路模块端口H，所 述的整流二极管D2阴极和滤波电容C5 —端相连作为辅助电源电路模块端口 G， 所述续流二极管D3阳极和滤波电容C5另一端相连作为辅助电源电路模块端口E。
11、 根据权利要求10所述的同步整流电路，其特征是所述偏置电路模块 包括限流电阻R1和耦合电容C3,所述的限流电阻R1 —端作为偏置电路模块端口 I，限流电阻Rl另一端和耦合电容C3 —端连接，耦合电容C3的另一端作为偏置 电路模块的端口J，偏置电路模块端口K悬空。
12、 根据权利要求10所述的同步整流电路，其特征是所述偏置电路模块 包括限流电阻R2，所述限流电阻R2—端作为偏置电路模块端口 J, R2另一端作 为偏置电路模块端口 K，偏置电路模块端口 I悬空。
全文摘要
本发明涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源高频变压器次级侧的替代整流二极管的N沟道场效应管实现同步整流的一种电路。所述同步整流电路包括信号检测电路模块、控制电路模块、辅助电源电路模块和偏置电路模块，所述的控制电路模块包括互相之间信号连接的稳压电源电路、恒流源、反相比较器和输出驱动电路。本发明电路简洁，应用范围广泛；在开关电源轻负载时能驱动替代整流二极管的N沟道场效应管实现同步整流，减小轻负载时的功率损耗；最大限度减小N沟道场效应管的导通时间和初级开关管的导通时间之间留的死区时间，减小导通时的损耗，提高了电源效率，达到节能要求。
文档编号H02M7/217GK101431297SQ200810219468
公开日2009年5月13日 申请日期2008年11月26日 优先权日2008年11月26日
发明者洪光椅 申请人:天宝电子(惠州)有限公司